一种模数混合型LDO 的设计

程铁栋 ,刘志福 ,郭建平

(1.江西理工大学 电气工程与自动化学院,江西 赣州 341000;2.中山大学电子与信息工程学院,广东广州 510006)

随着科技的发展,便携式电子产品应用越来越广泛,与之相配套的电源产品种类也越来越繁杂。低压差线性稳压器(LDO)作为一种常用的降压芯片,广泛应用于各种小型电子设备中。尤其是在各类片上系统(SoC)中,LDO 因其良好的噪声性能、较小的版图面积和易集成等特点被大量应用[1-3]。其中,模拟LDO应用最为广泛,主要是因为它在静态功耗、瞬态响应、单位增益带宽、电源抑制能力等方面有显著优势[4-5]。然而,随着近些年CMOS 工艺的快速发展以及越来越严苛的低电源电压、低功耗等要求,模拟LDO 的误差放大器在低电源电压下增益不足、输出摆幅减小等缺点日益凸显[6]。针对模拟LDO 存在的问题,研究学者提出了数字LDO,其可以在接近阈值电压的低电压条件下保持良好的性能,而且对电路的稳定性要求更低[7-8]。此外,数字LDO 的大多数单元模块都可以用标准单元库来设计,所以具备扩展性[9]。

传统模拟LDO 与数字LDO 的电路结构分别如图1(a)和(b)所示[10-11],传统模拟LDO 主要由基准模块BG、误差放大器EA 以及功率管组成。通过采样输出信号与基准电压进行误差放大,进而控制功率管的状态,以达到稳定输出电压的效果。Okuma 等[12]首次提出数字控制的LDO 结构,数字LDO 采用比较器代替模拟误差放大器的位置,将功率输出管分成多个小功率管的集合,通过控制电路控制小功率管的开启数量,以达到控制负载电流的目的。模拟LDO 具备高电源抑制比的特性,但在低电源电压下性能下降;数字LDO 具备大输出负载、可扩展等特点,但对电源的纹波抑制效果却不如模拟LDO[13]。为了兼顾数字LDO 与模拟LDO 两者的优势,弥补相对不足,Nasir 等[9]提出了模数混合型LDO。传统模数混合型LDO 如图1(c)所示,这种混合电路由模拟和数字两条控制回路构成,外加协调控制模块,用于控制这两条回路协调工作。为使LDO 的输出在低电源电压、大负载电流时更接近理想值,本文提出了一种结构简单的模数混合型LDO 电路,该电路可实现数字模块到模拟模块的自然过渡,很好地避免了数字模块向模拟模块过渡过程中的冲击现象。

图1 传统LDO 电路。(a)模拟LDO;(b)数字LDO;(c)模数混合LDOFig.1 Traditional LDO circuit.(a) Analog LDO;(b) Digital LDO;(c) Hybrid LDO

1 电路结构及原理分析

本文设计的模数混合型LDO 电路如图2 所示。M1～M8 为采用二进制加权编码的数字功率管,M0 为模拟功率管,其最大负载电流值仅为最小数字功率管M8 的1/2。该LDO 的工作原理如下:输出电压VOUT经采样电阻采样后得到采样反馈电压VF,该电压与带隙基准BG 的输出电压VREF经误差放大器EA 进行误差放大,得到的放大信号VEA既用于模拟功率管的控制,又作为数字模块的控制信号。图2 数字模块中的VH与VL由电源电压分压得到,误差放大器的输出VEA与VH、VL比较后分别得到VOH和VOL两个控制值,该控制值将决定数字控制逻辑是否工作以及工作时D1～D8的输出,进而决定数字功率管M1～M8 的输出状态。

图3 所示为图2 中数字控制逻辑电路的内部结构图,由瞬态判断电路、组合逻辑电路和逐次逼近(SAR)逻辑电路构成。瞬态判断电路用于判断负载是否突变,当负载未发生突变或者正处于数字控制阶段时,瞬态判断电路的输出为高;当负载突变时,瞬态判断电路将会发送一个时钟的低电平,控制SAR 逻辑电路启动。SAR 逻辑电路启动后,电路将根据组合逻辑输出VCTR的电平值依次决定D1～D8的电平状态,即二进制加权数字功率管M1～M8 的开关状态。

图4 所示为图2 中误差放大器输出VEA与VH、VL之间的关系示意图。设计通过两个比较器,将图2 中误差放大器的输出信号VEA分成了三个电压区域,误差放大器输出VEA高于VH和低于VL的两个非线性部分设为数字比较区,而将中间近似线性的部分设为模拟放大区。当输出电压与输出理想值偏差过大,即采样反馈信号VF偏离带隙基准电压VREF较大时,误差放大器的输出信号VEA将落入数字比较区,数字电路被激活,控制数字部分电路工作;当误差较小时,误差放大器输出信号落入模拟放大区,此时数字电路锁定,模拟电路发挥作用,稳定最终输出。

图2 本文LDO 电路总体结构图Fig.2 Block diagram of the LDO circuit

图3 数字控制逻辑结构图Fig.3 Block diagram of the digital control logic

图4 误差放大器输出端的模数控制关系Fig.4 Analog-digital control relationship at the output of error amplifier

图2 中误差放大器的输出VEA与两个基准电压VH、VL通过比较器比较后得到两个输出比较值VOH和VOL,将其组合成一种控制逻辑信号VCMP,则该信号有00、01 和11 三种输出结果,其中,01 表示VOH为高电平、VOL为低电平,以此类推。将这组信号作为后续SAR逻辑电路的控制信号,根据图3 中的电路结构,得到的具体控制方案如表1 所示。

表1 控制逻辑Tab.1 Control logic

表1 中,当比较器输出VCMP为00 或者11 时,说明电路已进入数字控制状态,此时数字电路被激活,当数字控制结束后,误差放大器的输出稳定在模拟放大区,数字控制功能关闭,由模拟功率管做最后的调节。由此可得该LDO 电路控制方案的状态转换图如图5 所示。

图5 LDO 电路的状态转换图Fig.5 State transition diagram of the LDO

图6 所示为误差放大器的输出控制信号VEA的时序示意图。当电路状态发生变化,误差放大器的输出VEA进入数字比较区时,数字电路被激活,时钟CLK有效。此时比较器的输出VCMP开始控制数字电路有序工作,进而控制数字功率管M1～M8 开启或关闭。数字部分控制完成后,电路的输出电压将处于理想输出值附近,此时模拟功率管再根据现有的误差进一步调整输出,使得输出电压进一步接近理想值且更加稳定。

由图6 可知,当LDO 电路处于数字控制时,控制信号VEA需在时钟CLK 上升沿来临前稳定,以保证编码的准确性和稳定性,本次设计采用的是1 MHz 时钟频率。由于数字电路只有高低两种电压状态,因此数字控制环路对电路稳定性的影响很小,接下来讨论模拟反馈环路对电路稳定性的影响,图7 所示为该LDO模拟部分的开环小信号等效电路。图7 中,Cm为密勒补偿电容,gm1为误差放大器EA 的跨导,gm2为调整管M0 的跨导,R1和C1分别表示误差放大器输出端的等效电阻和等效电容,R2包括调整管M0 输出端的等效电阻和负载电阻,C2包括调整管M0 输出端的等效电容和负载电容。

图6 误差放大器输出控制时序图Fig.6 Output control sequence diagram of error amplifier

图7 LDO 模拟环路部分的小信号等效电路Fig.7 Small-signal equivalent circuit of the LDO's analog loop

经推导后该电路的传输函数表达式为:

实际电路中,电路各级的增益远大于1,调整管的跨导gm2远大于误差放大器跨导gm1,且C2和Cm远大于C1。经过补偿,该电路的主极点位于误差放大器输出端,即调整管的栅极,可以计算出该电路的零极点如下:

式中:p1为LDO 模拟环路的主极点;p2为次极点;z1为零点。由公式(4)～(6)可知:由于调整管跨导较大,该回路的零点z1处于较高频率,因此不会对电路稳定性造成影响;补偿电容Cm将主极点调整到较低频率位置,同时尽量降低输出端寄生电容的大小,使得次极点频率高于单位增益所处频率,保证了电路的稳定。

2 仿真测试结果

本文的模数混合型LDO 采用的是中芯国际(SMIC) 180 nm CMOS 工艺进行设计与仿真,图8 所示为整体电路版图,该LDO 版图面积为0.024 mm2,其中功率管面积为0.005 mm2。

图8 LDO 版图Fig.8 Layout of LDO

在电源电压为1.5 V,输出电压为1 V,系统时钟为1 MHz 的情况下,负载电流IOUT从1 mA 到500 mA突变时的瞬态响应曲线如图9 所示。从图9 可以看出,每次负载发生突变时瞬态判断电路的输出信号VEN将由高电平转化为低电平。此时电路转为数字控制,对输出电压VOUT重新编码,输出经重新编码控制后又回到了理想输出值。由VOUT局部放大图可看出模拟功率管对最终输出进行了微调,使输出更加接近理想值。当电路稳定输出后,无论是轻载还是重载,电路的输出纹波都能稳定在1 mV 以内。

图9 瞬态响应仿真Fig.9 Simulation results of transient response

负载调整率用于表示输出负载电流对输出电压的影响程度,其计算公式如下:

式中:ΔVOUT表示输出电压变化值;ΔIOUT表示输出电流负载的变化值。

当电源电压为0.9～1.5 V,压降都为0.1 V 时,负载电流从1 mA 到200 mA 变化过程中的负载调整率曲线如图10 所示。设计的模数混合LDO 电路在电源电压变化时,输出电压波动都在3.5 mV 之内,根据公式(7)可计算得出该LDO 的负载调整率为1.8%。

图10 负载调整率仿真Fig.10 Simulation results of load regulation

线性调整率用于表示电源电压对输出电压影响程度,其计算公式如下:

式中,ΔVIN表示输入电源电压变化值。

图11 所示的是负载电流为1,100 和500 mA 时,输出电压随电源电压变化的线性调整率曲线。该电路在输出电压为800 mV,负载电流为100 mA 时变化最大,最大差值为4.9 mV,根据公式(8)可计算得出该LDO 的线性调整率为0.9%。

图11 线性调整率仿真Fig.11 Simulation results of line regulation

电源电压分别为1.0,1.2 和1.5 V,输出为0.8,1.0 和1.3 V 时的电流效率曲线如图12 所示,插图为该电流效率仿真图的局部放大图。从图12 可以看出,随着负载电流增大,电流效率增加,这是因为在电路稳定时,大部分损耗为电路模拟部分的静态功耗,而该部分功耗经仿真得到为75 μA 左右。同时,由于电源电压影响了静态功耗的大小,即使输入输出压降不变,在电源电压不同时,电流效率也会有偏差。由局部放大图可知,当负载电流大于8 mA 时,电流效率达到99%以上,当负载电流大于100 mA 时,电流效率可达99.9%以上。

图12 电流效率仿真Fig.12 Simulation results of current efficiency

表2 为本文设计的LDO 电路与近年来相关文献的性能比较。经对比可知,本文提出的LDO 相较于其他LDO 有更大的负载电流输出,而且也能较好地工作于较低电源电压条件下,同时具备更低的静态功耗。

表2 本文设计的LDO 与其他文献的LDO 性能对比Tab.2 Performance comparison of the proposed LDO with other references

3 结论

本文基于SMIC 180 nm CMOS 工艺提出了一种模数混合型LDO 结构,该结构通过判断输出电压变化的幅度灵活变换数字和模拟两种控制方式。先由数字功率管粗调输出负载电流,再由模拟功率管对输出负载电流进行最终微调。通过模拟微调的方式使电路在达到大输出负载的同时使输出更加稳定并接近理想值,静态功耗更低。相比传统LDO,该电路在保证大功率输出情况下能有效地减缓误差放大器对输出功率管的驱动压力,提升了LDO 的整体性能。仿真结果表明,该LDO 在电源电压为0.9～1.5 V 情况下,仍能保证0.8～1.4 V 的稳定输出,最大负载电流可达500 mA,可满足低电源电压下大负载电流的应用要求。