一种使用Sagnac环和I/ Q探测的全光微波测量方案

康博超，樊养余，谭庆贵，高永胜

(1.西北工业大学 电子与信息学院，陕西 西安 710129；2.西安空间无线电技术研究所 空间微波技术国防重点实验室，陕西 西安 710100)

微波信号参量测量包括频率测量和相位测量等，广泛应用于电子设备中。现代卫星通信、电子对抗和雷达等系统的信号形式逐渐往高频段、大带宽方向发展，传统的微波测量系统由于受到电子瓶颈的限制，逐渐无法满足现代先进的微波测量系统对速度和带宽的需求[1-3]。

微波光子技术在光域实现微波信号的处理，在带宽、可调性和抗电磁干扰方面具有明显优势[4]。将微波光子技术用于高速微波测量，实现全光的微波参量测量，可以突破电子瓶颈的限制，从而满足电子系统对高速率和大带宽的需求[5]。近年来，全光微波测量技术作为一个新兴的研究领域引起了诸多学者的兴趣，业界报道了诸多基于微波光子方法的全光微波频率或相位测量方案[6-22]。

文献[10]提出了一种基于全光I/Q相干探测的多普勒频移测量方案。该方案基于两个电光调制器，同时使用了光耦合器对多普勒频移(Doppler Frequency Shift，DFS)进行测量。该方案的工作频率范围为14～18 GHz，最大测量误差为6 Hz，并且可以通过I/Q信号的相位关系识别出多普勒频移的方向。文献[14]提出了一种基于双驱动马赫-曾德调制器的多普勒频移测量方案。在该方案中，工作频率范围为10～18 GHz，测量最大误差小于1Hz，且能够分辨多普勒频移的方向。由于受到密集波分复用器(Dense Wavelength Division Multiplexing，DWDM)固定截止频率的限制，该方案的最小工作频率为10 GHz，且调制器工作在特殊工作点，难以实现自动偏压控制。文献[15]提出了一种基于级联电光调制器的微波信号的相位测量的微波光子方法。在该方案中，两个调制器均工作在最小点处，接收到的微波信号分别在两个调制器中进行调制后，在光载波处生成了一个新的光边带。该光边带的功率和相位呈函数关系，通过测量该光边带的功率，计算得到待测相位。在该文献中使用18 GHz载频信号进行了实验测试，最大测量误差小于5°。然而在该方案中两个调制器级联的调制方式使系统的复杂性和损耗大幅度增加。文献[16]提出了一种简单的微波信号多普勒频移的光子学测量方法。在该方案中，使用简单的DMZM进行光电调制，利用参考信号分辨多普勒频移信号的方向。在该方案中，工作频率范围为10～18 GHz，测量最大误差小于1 Hz。由于该方案并没有对载波进行抑制，输出的电信号存在载波自拍频引起的直流偏移，且基波信号和载波信号拍频生成的频率分量会成为干扰信号。文献[22]提出了一种可同时实现微波信号测频和测相的光子学方案。在该方案中，通过串联电光调制实现微波信号的下变频，利用偏振复用调制将携带不同相位信息的微波信号同时调制到光载波上，最后对在不同偏振态上的光进行解调后进行相位比较得到相位信息。该方案在10～18 GHz的工作频率范围内实现了高精度的相移和频移测量。然而该方案通过串联的结构实现下变频，该种结构会大幅度降低变频效率，且由于该系统采用了偏振复用的调制方式，偏振态对环境非常敏感，会导致系统的不稳定。综上所述，通过微波光子学方法对微波信号进行测量时，所遇到的问题并没有得到很好的研究。为了提高微波信号频率与相位测量系统的测量精度、稳定性，并降低系统复杂度，对基于光子学的测量方案的研究具有非常重要的理论意义和现实价值。

笔者提出了基于马赫-曾德调制器(Mach-Zehnder Modulator，MZM)和Sagnac环的微波频率相位测量方案。结合全光下变频和移相技术，突破传统测量技术的频率依赖性高的问题，在超宽的工作频率范围内实现较高的I/Q幅度和相位平衡。在该方案中，采用基于MZM和Sagnac环的光电调制结构，利用简单的MZM调制器进行载波抑制调制。利用DWDM分离光信号的上边带和下边带后，构建I/Q下变频通道。利用I/Q下变频通道对接收射频信号进行鉴频鉴相，通过数学推导证明了文中方案的可行性，并进行了实验验证。实验结果表明，该方案在较大的工作带宽内，具有很好的频率和相位测量精度。在频移测量实验中，工作频率范围为10～40 GHz，分辨率可达1 Hz，测量最大误差低于8 Hz。在相位测量仿真中，工作频率范围为10～40 GHz，相位测量最大误差为7°，验证了该方案的可行性。

1 基本原理

笔者所提出的微波光子测量系统原理图如图1所示。

图1 微波光子测量系统原理图(图中(a)～(g)代表不同点的光谱或电谱图)

将激光二极管(Laser Diode，LD)生成的光载波注入光耦合器端口1中，该光载波Ein(t)=E0exp(jωc)，其中，E0和ωc分别为光载波的平均光功率和角频率。光耦合器将光载波分为功率相等的光功率的两条光路。从光耦合器端口3输出的光载波输出到MZM的输入端口。在MZM中，本振信号VLocos(2πfLot)驱动MZM下臂，其中，VLo和fLo分别为本振信号的幅值和频率。待测射频信号VRFcos(2πfRFt+φRF)驱动MZM上臂，其中VRF、fRF和φRF分别为待测信号的幅值、频率和相位。经过调制后的光信号在调制器与光耦合器所构成的回路里沿顺时针(ClocKwise，CK)方向传播。另一方面，由光耦合器4端口输出的另一路光载波注入到MZM的输出端口，光信号在回路里沿逆时针(Counter-ClocKwise，CCK)方向传播。由于MZM的特性，光载波正向通过调制器可以被射频和本振信号有效调制，而光载波反向进入调制器无法被有效调制，所以在MZM中，沿顺时针方向传播的光信号被LO信号和待测信号调制。同时，在MZM中沿逆时针方向传播的光信号没有得到有效的调制。将两路光路在光耦合器中合成为一路光信号从光耦合器端口2输出，且可表示为

(1)

将耦合器4端口输出的光信号通过掺铒光纤放大器(Erbium Doped Fiber Amplifier，EDFA)进行功率补偿，接着使用双通道DWDM来分离上边带和下边带。对光载波的中心波长进行调节，使光载波刚好落到两个通道中间，从而将光信号的上下边带分离成两个光通道。两个光通道中的光信号可以分别表示为

(2)

(3)

其中，βE和αD分别表示EDFA的增益和DWDM的插入损耗。

经过光电探测后，每个通道中的光电二极管(PD)输出光电流，可分别表示为

(4)

(5)

从式(4)和式(5)可以发现，两个中频信号的相位差为2θ。通过调整MZM的直流偏置工作点设置θ=45°，则光电探测后的光电流可以写为

iup(t)∝cos(2πfLot-2πfRFt-φRF+45°) ，

(6)

idown(t)∝cos(2πfLot-2πfRFt-φRF-45°) 。

(7)

由式(6)和式(7)可知，两个中频信号的相位差为90°，则构成了相互正交的I/Q通道，从而实现了微波光子I/Q下变频。

当将所提出的微波光子I/Q下变频系统应用于多普勒频移测量时，发射信号表示为Vemcos(2πfemt)，其中，Vem和fem分别为发射信号的幅值和频率。待测射频回波信号表示为Vechocos[(2π(fem+fd)t)]，其中Vecho为回波信号的幅值，fd为回波信号的多普勒频移。经过I/Q下变频之后，输出的光电流即含有所需的频移信息，可表示为

iup(t)∝cos(2πfdt-45°) ，

(8)

idown(t)∝cos(2πfdt+45°) 。

(9)

利用式(8)和式(9)得到的低频DFS信号，经过AD采样后，进一步通过数字信号处理计算得到DFS频移信息，而通过两个通道的信号的相位差，可以识别出多普勒频移的符号。从而实现了一个方向可分辨的多普勒频移测量系统。

随后，将所提出的微波光子I/Q下变频系统应用于射频信号相位偏移测量。待测射频信号可以表示为VRFcos(2πfRFt+φUDT)，其中，VRF和fRF为射频信号的幅值和频率，φUDT为待测相位。当本振信号的频率被设置为fLo=fRF时，经过光电探测后，即可以得到待测相位项，两个通道输出的信号可以分别表示为

iup(t)∝cos(φUDT-45°) ，

(10)

idown(t)∝cos(φUDT+45°) 。

(11)

将I/Q通道的输出的电信号相结合，通过数字信号处理即可得到待测相位，从而实现了微波光子鉴相。

2 实验结果

2.1 实验设置

在实验中通过半导体激光器(DenseLight，NL-MB-CLS15-010-P1-FA-10-09)生成波长约为1 549.9nm、功率为12 dBm的光载波。光载波随后输入到四端口光耦合器的端口1，光耦合器端口3连接MZM(Fujitsu，FTM7937)的输入端口，光耦合器端口4连接MZM的输出端口。由两台微波信号发生器(HP，83640A；Agilent，E8257D)生成本振信号和待测信号。这两个信号分别输入到调制器的两个射频端口，如图1所示。通过调节直流源(Gwinstek，GDP-4303S)对MZM的工作点进行控制。将EDFA(Qnoptics，QN-PE-M-P25)设置为自动功率控制模式，输出功率固定为16 dBm。所使用的多通道DWDM(AWG，AAWG-C325C41GAX4-04)的通道间距为50GHz，邻信道隔离度大于32dB。两个光电探测器(Discovery SemiConductor，DSC20H)的响应度为0.7 A/W，工作带宽为20 GHz。

2.2 实验设置

首先，使用两台微波信号发生器生成功率为10 dBm、频率为20 GHz的本振信号以及功率为0 dBm、频率为20.01 GHz的射频回波信号，计算多普勒频移为1 MHz。两个射频信号分别连接MZM的两个射频端口。通过直流稳压电源调整MZM的偏压相位，使两个输出信号的相位差为90°。实验中，通过示波器测量了两个通道输出信号的波形，其结果如图2(a)所示。

(a) 输出信号波形(1 MHz)

(c) 输出信号波形(-1 MHz)

然后用Matlab对所采集到的时长0.5 s的波形进行计算，其结果如图2(b)所示。仅使用CH_I或CH_Q通道输出的信号可以判断多普勒频移大小，但无法判断DFS的符号方向。在实验中通过结合两个通道的信号，根据两个信号之间的相位差来判断多普勒频移的符号方向。由图2(a)所示，由于CH_Q中的DFS信号比CH_I中的DFS信号超前90°，因此多普勒频移的方向符号为正。随后将回波信号的频率设置为 9.999 GHz，则多普勒频移为-1 MHz，通过对输出信号的采集和计算后，输出结果如图2(c)、(d)所示。由图2(c)可得，由于CH_Q中的DFS信号比CH_I中的多普勒频移信号落后90°，因此多普勒频移的方向符号为负。

由于本方案采用全光架构，相比于电子测量系统在工作带宽上有着极大的优势，为了验证该优势，随后在实验中对工作频率为10～40 GHz范围内的微波信号进行了测量。首先，发射信号的频率固定为 10 GHz，将回波信号的频率从9.999 9 GHz以20 kHz步进调至9.000 1 GHz，模拟-100～100 kHz的多普勒频移范围。经过光电探测后，将示波器采集到的信号数据发送到计算机，通过MATLAB计算出DFS的值。计算出的多普勒频移和测量误差如图3(a)所示。测量误差范围为-6～2 Hz。随后，依次将发射信号的工作频率调至20、30和40 GHz，所测得多普勒频移和测量误差分别如图3(b)～(d)所示。在10～ 40 GHz的工作频率范围内，多普勒频移测量的最大误差小于8 Hz，从而验证了该系统在10～40 GHz的超宽带范围内拥有很高的测量精度。

(a) 载波频率为10 GHz

(c) 载波频率为30 GHz

2.3 相移测量

由于实验中缺少精确的宽带移相器，因此通过仿真对本系统在相移测量中的应用进行了验证。仿真基于VPItransmissionMaker软件，所有基本参数都根据多普勒频移测量中的实验参数设定。激光二极管生成频率为1 549.9 nm、平均功率为12 dBm、相对强度噪声为-160 dB/Hz的连续光载波。MZM的半波电压设为3.5 V，插入损耗设为6 dB。由两个信号发生器生成一个20 GHz的本振信号和一个20 GHz的相位可调待测信号。本振信号和待测信号的功率分别设置为10 dBm和0 dBm。两个射频信号分别连接MZM的两个射频端口。通过控制调制器的工作点，将两个通道输出信号的相位差调至90°。随后，将被测信号的相位从0°以2°为步进调至360°，模拟0°到360°的相位偏移变化范围。用两台信号分析仪对两个通道的输出信号进行分析，其结果如图4(a)所示。将所采集到的信号输入到Matlab中进行相移计算，其结果如图4(b)所示，在0°～360°的相位偏移变化范围内，相移的测量最大误差小于7°。

(a) 两个通道输出信号功率随待测相位的变化曲线

图5 最大相位测量误差随工作频率变化曲线

在仿真中对本系统的工作带宽进行了分析。将本振信号的载波频率设置为4 GHz，根据本振信号频率设置待测信号频率，将待测信号的相位从0°以2°为步进调节至180°，记录0°～180°范围内的最大测量误差；随后，依次将本振信号和待测信号的工作频率从4 GHz以2 GHz为步进调至40 GHz测量，最大测量误差随载频变化的曲线如图5所示。在10～40 GHz的工作频率范围内，相位偏移测量最大误差范围为-7°～6°，当工作频率低于10 GHz时，测量最大误差明显增大。这是由于在低工作频率时，该系统的变频增益受到DWDM截止频率的限制而降低，而变频增益的降低导致了输出信号信噪比的下降，进而影响到了测量精度。

3 讨 论

笔者所提出的基于Sagnac环和I/Q探测的全光微波测量方案，由于光子技术的应用使该方案在带宽和抗电磁干扰方面具有很大的优势。由图3所示的实验结果验证，在10～40 GHz的工作频率范围内，对1 MHz的多普勒频移进行测量，所测得的多普勒频移的误差最大为8 Hz。此外，如图5所示的结果所验证，在10～40 GHz的工作频率范围内，对相位偏移进行仿真测试，所测得的相位偏移的误差最大为7°。

随后将文中方案与其他文献所报道的微波光子测量方案从工作频率范围、测量功能、优点和局限性方面进行比较，结果如表1所示。文中方案在工作带宽方面相比于其他方案有较大优势，这是由于文中方案没有使用存在严格的频率依赖性的器件，如文献[9]中使用的高非线性光纤，或文献[14]中使用的90°电耦合器。在文中方案中，载波信号的低工作频率主要受到DWDM器截止频率的限制，而高工作频率主要受到调制器带宽的限制。而商用调制器的带宽可以达到100 GHz。因此，使用更大带宽的调制器可以大幅度地提高文中方案的工作范围。

表1 几种光子微波信号测量的性能比较

4 结束语

笔者提出了一种基于Sagnac环和I/Q探测的微波光子多普勒频移及相位偏移测量方案，并对其进行了仿真和实验验证。文中方案在10～40 GHz的超宽工作频率范围内实现了对多普勒频移和相位偏移的高精度测量，最大多普勒频移测量误差为8 Hz，最大相移测量误差为7°。本方案在工作带宽、测量精度等方面的显著优势，使其在未来宽带电子测量系统中极具应用潜力。