28 V低压直流载波通信系统的增益特性研究及系统实现

朱俊辉，李荷丹，何明亮，张晓静，刘 飞，陈乾宏

（1. 南京航空航天大学 自动化学院，江苏 南京 211106；2. 北京控制工程研究所，北京 100190）

0 引言

电力线载波通信PLC（Power Line Communica-tion）技术是一种复用电力线作为有线信道来进行数据传输的通信方式，利用该技术在系统原有的直流母线上进行信号传输可组建直流载波通信系统。这种将直流母线复用为“供电母线+数据总线”的技术方案使得直流线缆在传输功率的同时还作为通信媒介承担信息的传送功能，从而达到节省系统专用信号传输线或提供额外的信号传输通道的目的，对线缆减重、增加信号传输冗余度、提高系统可靠性等具有重要意义。该技术在钻探勘测、重布线成本高的工业环境或轻量化要求高的移动运载等系统中有较高的需求［1-5］。

尽管直流载波通信技术具有上述众多优点，但是直流供电母线并非专为通信信道设计，信道环境复杂多变［6-7］，其作为信号传输线时具有如下特点：①线上干扰强，直流母线上的功率负载会带来数十kHz 至几十MHz 的宽频噪声谐波，线上负载的接入及启停的随机性、时变性强［8-9］；②信道传输特性不佳，直流母线的负载情况复杂，在传输高频段下的阻抗特性不利于信号传输，衰减程度大；③功率传输受信号传输影响，加载的高频信号分量相当于注入谐波，同时也对整体设备的电磁干扰（EMI）性能造成影响。

针对上述问题，需要从载波通信的调制解调过程及高频信号在实际线路中的传输过程等多方面来解决技术难点，分析直流功率传输与信号传输的相互影响情况并优化二者的兼容程度。如：文献［10-11］、［12-13］分别对直流载波通信的耦合滤波器、具有强抗干扰能力的多元调制解调技术以及自适应阻抗匹配电路等关键技术进行了应用研究；文献［14］则在光伏直流监控数据系统中加入自适应电平判决电路以提高系统的自适应能力与灵活性；此外，文献［15-17］改变耦合结构，利用差分直流母线抑制共模噪声的干扰，同时结合传输信道与高频传导噪声的建模分析提出了一系列电磁兼容方案。

本文重点对硬件系统如传输母线与负载电容的高频特性，以及对应信道环境下高频载波信号的增益特性等问题进行分析，最后通过搭建的低压直流载波通信实验平台对理论分析结果进行验证，为实际直流载波通信系统的量化设计与优化提供理论基础。

1 增益特性分析

高频信号在直流母线上的传输过程是整个信号传输过程中的关键环节，不可控程度最高。考虑信号实际的物理传输过程，直流母线上除了直流电阻外，还存在分布电容和电感，接收端传输信号的输入阻抗会随着频率的增加而减少；信号的衰减程度随着传输线长度的增加而增加。此外，直流母线上的负载阻抗会随着线上负载的电气特性而不断变化。与交流电力线不同，母线负载上的开关变换器等的输入端含有较大的滤波电容，其并联在直流母线的两端，易因自身阻抗过小而使得信号发射端的发射内阻损耗增加，导致发送器发热严重［18］。因此，直流母线信道的阻抗特性以及传输信号的衰减特性直接影响信号传输的可靠性。本节将对频率不超过10 MHz 的高频信号的传输增益与对应频率下的信道阻抗特性进行研究。

1.1 信号传输增益特性

低压直流功率系统的传输距离一般不长。本文的典型应用场景为星载直流载波通信系统，考虑实际布线中的往复、绞绕，总传输距离一般不超过30 m。在该传输距离下的通信系统中，当被调制的高频载波频率不超过10 MHz时，传输距离未超过信号波长，因此仍然可以采用集总参数的电路模型进行等效，而不考虑高频信号的反射、串扰等问题。

假设信号发射功率足够，将发送端注入的高频信号视作电压源，信道电路模型如图1 所示。图中：Vin为直流源；Co和Rload分别为负载等效电容和负载等效电阻；ZRX为接收器输入阻抗；VTX和VRX分别为发送端和接收端处的高频信号有效值。由图可见，在同一直流母线介质上，将信号传输与直流功率传输相解耦，考虑单向直流母线近源端发送、近负载端接收的情况（即发送端靠近直流源侧而接收端靠近负载侧），高频信号的传输可等效为图2。图中：Zline为线路阻抗。

图1 双节点近源发送结构示意图Fig.1 Schematic diagram of dual-node near-source transmission structure

图2 双节点近源发送等效电路Fig.2 Equivalent circuit of dual-node near-source transmission structure

1）近源端发送，近负载端接收。

由源到负载的传输信号的增益特性Gsl如式（1）所示。

式中：ZCo、Zload分别为负载等效电容阻抗、负载等效电阻的阻抗。

由式（1）可见，该情形下的传输增益与线路阻抗及接收器两端等效阻抗有关。当电容的高频阻抗较小或传输线较长时，若过小的传输增益使接收端信号未达到鉴别灵敏度，则会导致接收失败。

2）近负载端发送，近源端接收。

当信号发送端在靠近负载侧而接收端在靠近直流源侧时，信号传输等效电路图如附录A 图A1 所示。此时，信号从负载侧发出，经传输线传输至输入源侧。考虑直流源输出滤波电容的效应，单独提取出源侧电容阻抗ZVin作为增益特征参数。该情形下的传输信号增益表达式Gls如式（2）所示。

类似式（1），增益特性与接收器两端等效阻抗及线路阻抗有关。同样地，若源侧输出电容使接收器两端等效阻抗被拉低，则会影响有效通信。

3）多节点传输增益。

考虑直流母线上搭载多个通信节点的情形，在半双工通信模式下，每个搭载的节点均可收发信号。多节点传输结构如图3 所示。图中：节点N1与节点Nn分别直接并联在直流源、功率负载两端；任意相邻节点Ni与Ni+1之间的分段传输线阻抗为zline（i）。

图3 多节点传输结构示意图Fig.3 Schematic diagram of multi-node transmission structure

图3 对应的等效电路结构如图4 所示。当节点Ni作为接收端时，其输入阻抗为ZN（i）；发送端与接收端的之间信号传输存在“近源端→近负载端”和“近负载端➝近源端”2 种情形，以发射节点a相对于接收节点b靠近直流源侧为例（a＜b），发射节点处作为电压源VTXa，经过中间多个节点网络阻抗至接收节点b。接收节点b处作为负载，其两端电压为VRXb。对应的信号传输增益为：

图4 多节点传输结构等效电路Fig.4 Equivalent circuit of multi-node transmission structure

图4 的虚线框内为有效信号传输部分，为获取VTXa与VRXb间的关系，可通过戴维南等效来简化该部分的电路模型。接收节点b所在支路左侧可视为多个T 型网络级联组成的有源二端口网络，右侧可视为多个T 型网络级联组成的无源二端口网络。左侧的有源二端口网络如附录A 图A2 所示，从VTXa到VRXb之间的级联T 网络传输参数矩阵T如式（4）所示。

端口网络阻抗等效示意图如图5 所示，计算接收节点支路左侧有源网络的戴维南等效阻抗Zeqa及右侧无源网络的等效阻抗Zeqn，由此得到最终求取VTXb的戴维南等效电路，如附录A 图A3 所示。接收节点电压VRXb与VRXboc的关系式为：

图5 端口网络阻抗等效示意图Fig.5 Schematic diagram of equivalent impedances of two port network

式中：Z＇eqn为该结构下无源网络的等效阻抗；T＇11为该结构下近负载侧发送端VTXb、近源侧接收端VRXa之间的级联T网络的传输参数中端口电压之比。

由此可见，对于线上多网络节点的传输工况，除了源端或负载端的阻抗之外，传输节点间的距离、中间节点的配置情况及各节点阻抗等都会影响传输增益特性。因此，在实际应用中通常会在每个通信节点处增加中继功能，从而延长信号传输距离。

1.2 直流母线的高频阻抗特性

直流母线除了直流电阻会带来电压降外，线路电感在高频段呈现较大感抗，由1.1 节中的分析可知，其作为线路阻抗部分会影响高频信号的传输增益特性。

直流载波通信系统可利用现有的直流母线进行改造，挂载通信节点，故此处以附录A 图A4 所示的低压直流功率传输系统中常见的长直平行传输线为例进行分析。设传输线含铜部分半径为r，轴间距为d，导线长度为l，且l≫d。由此可得传统的长直平行双导线的单位长度电感的计算公式如式（9）所示。

式中：Li和Le分别为导线回路的内电感和外电感；μ0为真空磁导率。线间距D与铜芯半径r之比越大，则对应的传输线单位长度电感越大，且随着线路长度的增加，传输线电感随之线性增大。

对于电阻而言，随着传输线上信号频率的增加，集肤效应导致有效截面积减小，使得对应频率下的交流电阻增大。在线间距D较小时，实际导线上存在与空气及导线中部分电流相交链的磁链，磁力线分布相较低频且D≫r的情况更复杂。若仍将导线铜截面内外作为内外磁链的分界面标准而采用式（9）进行计算则会带来较大的误差［19］，故此处利用电磁有限元仿真法计算直流平行直导线的电感，并分析其随着导线长度与传输频率变化的影响规律。

以16 AWG 规格的直流导线为例，其铜芯直径为2r=1.29 mm，线径为3 mm，在双线紧密并排情况下，两导线的轴间距为3 mm。利用Ansys Maxwell仿真单位长度的该规格传输线在1～10 MHz 范围内的电感值L0，结果如图6 所示。由图可见，随着频率升高，线路感抗XL0越大，对应的高频信号的衰减程度增加。

图6 单位长度的直流平行直导线仿真结果Fig.6 Simulative results of unit-length DC parallel straight line per unit length

1.3 直流母线电容的高频阻抗特性

对并联在直流母线上的电容，可以用等效电阻Res、等效电感L与等效电容C相串联的模型进行等效。在高频下，其等效寄生参数的作用开始凸显，对应阻抗ZC随频率f变化的表达式为：

本文选用3 种不同容值与耐压值的直流母线电容进行了阻抗测量，结果如图7 所示。由图可见，该类电容在高频段已呈现为感性，但阻抗值仍然较小，一般不超过10 Ω。

图7 直流母线电容阻抗测量曲线Fig.7 Impedance measurement curves of DC bus capacitors

2 实验验证

2.1 实验平台

本文搭建了包含3 个载波通信节点、总传输距离可达8 m 的直流载波通信实验平台，如附录A 图A5 所示。除功率部分外，3 个相同的通信节点均可以实现数据的发送和接收。通信节点由现场可编程门 阵 列FPGA（Field-Programmable Gate Array）主控、DC／DC 供电电路、模拟前端AFE（Analog Front End）电路及耦合滤波电路组成，具体参数如附录A表A1 所示。其中FPGA 作为控制核心，实现调制解调过程，分别利用直接数字频率合成DDS（Direct Digital Synthesis）生成1.152 MHz的高频载波以及将采样得到高频信号解调还原为基带数据。DC／DC供电电路的输入端直接并联在直流母线上，一方面实现取电，另一方面作为耦合端口与直流母线连接。获取到的直流功率直接为控制器、AFE 等供电。故控制器、AFE 等也成为了直流母线上该节点处的负载。此外，AFE 将控制器输出数字量转换为模拟量后再进行功率放大，经滤波及耦合变压器后加载到直流母线上。

2.2 增益特性验证

1）双节点传输增益特性。

在不同频率下对信号传输增益特性进行验证。首先在1 m长的16 AWG 直流平行直导线上，仅搭载近源端的节点A与近负载端的节点C，负载侧电解容为470 μF。设置测量频率fM为2 MHz，利用LCR 测试仪测量双节点通信结构（仅包含发送与接收2 个通信节点）的各环节在对应频率下的阻抗值如附录A 表A2 所示。由表可见，在2 MHz 的频率下，负载电解容已呈感性，1 m 的直流平行直导线对应的电感值约为758 nH，实际测量线路并非完全紧贴导致式（9）中平均线间距D较大，故实测值大于图6 中的仿真结果644 nH。

振幅键控ASK（Amplitude Shift Keying）是典型的以幅值为特征量的数字调制解调方式，故将通信节点切换至ASK 模式进行增益特性验证。在载波频率为2 MHz 时，通信节点A以2ASK 调制方式连续发送高电平向直流母线注入高频信号。功率负载侧添加电解电容前后，发送端、接收端处的高频信号vTX_A、vRX_C的波形分别如图8（a）和图8（b）所示。图8（a）中vTX_A、vRX_C的有效值分别为2.59、2.55 V；图8（b）中vTX_A、vRX_C的有效值分别为1.28 V、232 mV，对应的实际传输增益值分别为0.985 与0.181，与将测量参数代入式（1）和式（2）后得到的传输增益值0.996和0.185基本一致。

图8 双节点通信传输实验波形Fig.8 Experiment waveforms of dual-node communication transmission

2）多节点传输增益特性。

将直流母线替换为8 m 长的导线，对于含有图A5 所示的3 个通信节点的工况，其结构示意图与传输等效电路如附录A 图A6 所示。图中：节点A直接并联在直流源处；节点C搭载在直流母线中点处；节点B则搭载在节点A与节点C中心处。

在载波频率为1 MHz时，验证4.1节中得到的多节点信号传输增益特性。设置fM=1 MHz，多节点通信结构的各环节在对应频率下的阻抗值如附录A 表A3 所示。靠近源侧的节点A为发送节点，考察靠近负载侧的节点C两端接收到的信号增益，节点B成为中间节点。将表A3 中的测量数据代入式（4），求取节点A到节点C间网络的传输参数矩阵TAC如式（11）所示。

据此可以得到端口开路电压关系参数TAC11，且根据附录A式（A1）、（A2），得到当前传输增益为0.82。

vTX_A、vRX_C的实测波形如图9 所示。图中，vTX_A、vRX_C的有效值分别为1.25 V、992 mV，对应的实际传输增益为0.79。

图9 节点A作为发送节点时vTX_A、vRX_C的实测波形Fig.9 Measured waveforms of vTX_A and vRX_C when Node A is sending node

当节点C作为发送节点而节点A作为接收节点时，同样对应的传输等效电路如附录A 图A7 所示。此时的传输参数矩阵TCA和有源网络阻抗分别如附录A 式（A3）、（A4）所示。进而结合表A3，根据附录A 式（A5）计算得到节点C发送到节点A的传输增益为0.273。vRX_A、vTX_C的实测波形如图10所示。图中，vRX_A、vTX_C的有效值分别为305 mV、1.16 V，对应的实际传输增益为0.263，与理论计算值基本一致，证明了多节点传输增益特性分析的正确性。

图10 节点C作为发送节点时vRX_A、vTX_C的实测波形Fig.10 Measured waveforms of vRX_A and vTX_C when Node C is sending node

2.3 增益特性应用

本文给出的直流信道中高频信号传输增益计算公式可用于在给定信道环境下评估传输收发能力、配置满足信号强度要求的节点通信设备，以及在既有发送器或接收器的基础上计算传输距离限制，进而规划直流载波通信节点分配。

以2.2节中的参数为例，考虑直流信道的本底噪声，测量直流功率传输中接收端纹波波形vrr如图11所示，图中纹波有效值约为18 mV。为保证滤波耦合前接收端信号提取处信噪比不低于5 dB，对应信号的电压有效值至少为32 mV。利用表A2 中的参数值，由附录A 式（A6）可计算得到任意传输距离l下的传输增益。设发送端注入信号有效值为3 V，求解得到l≈21.2 m，故在上述直流信道环境下，当发送端注入信号有效值为3 V 时，若接收端信噪比要求为不低于5 dB，则最长的有效传输距离约为21.2 m。

图11 vrr波形Fig.11 Waveform of vrr

可见，只需获取单独的节点或器件参数，即可求解对应配置工况下信道的整体信号增益。明确了量化信号强度与传输距离间关系的增益计算公式为实际直流载波通信系统的搭建配置或功能测试提供了约束关系，具体应用流程如图12所示。

图12 应用流程Fig.12 Application flowchart

2.4 通信功能实现

从靠近直流源侧的节点A通过8 m 长的直流母线向最远端负载侧的节点C发送指令0xAC，示波器观测到的各点关键波形如附录A 图A9 所示。当基带数据为“0”时，调制输出相应的高频信号。对应的发送端及接收端的基带数据如附录A 图A10 所示。节点C接收到通信数据后点亮相应的LED 指示灯，如附录A图A11所示，证明通信成功。

采集FPGA 控制器内部信号，利用PC 逻辑分析仪对波形实时分析，如附录A 图A12 所示。将发送的基带信号与接收解调出的基带信号逐个进行比对，在30 min 内约1.3 亿个比特的传输过程中，恢复出错的比特数为0，即传输误码率为0，证明了通信的可靠性。

3 结论

直流载波通信系统在实际应用中由于直流母线信道复杂多变，需要在掌握实际物理信道特性的基础上进行优化。本文考虑低压直流信道在高频下的阻抗特性与信号传输增益特性，重点分析了高频下传输线的阻抗特性以及搭载通信节点后信号传输等效电路，给出了利用级联T 型网络和阻抗测量参数来获取直流载波通信网络中任意2 个收发节点间信号增益的方式，并通过实验进行验证，最终实现了28 V／100 W、通信速率达115.2 kbit／s 的功率与信号同步传输。

在实际搭建直流载波通系统中，根据传输线及无源器件的高频阻抗特性，基于本文方法可以确定节点间传输增益特性，有利于载波频率的选取优化与通信中继等的配置，提高直流载波通信系统效能。

附录见本刊网络版（http：//www.epae.cn）。