一种两级式三电平换流器中点电位平衡方法

2022-04-21陆海张旭东党军朋郭力刘睿

电气传动 2022年8期

陆海，张旭东，党军朋，郭力，刘睿

（1.云南电网有限责任公司电力科学研究院，云南昆明 650217；2.云南电网有限责任公司玉溪供电局，云南玉溪 653100；3.天津大学智能电网教育部重点实验室，天津 300072）

储能技术在新能源接入、缓解高峰负荷供电需求、提升电能质量和微电网等领域有着广阔的应用前景[1]。电化学储能系统主要包括电池管理系统（battery management system，BMS）和 PCS。其中，PCS应具备以下功能：并网时根据调度指令实现恒功率运行；离网时对各种类型的负载（非单位功率因数、不对称和非线性负载）实现恒压恒频运行。

针对PCS直流侧宽输入电压范围和交流侧单相负载接入的需求，本文所研究的两级式PCS采用三电平Buck/Boost与T型三电平三桥臂三相四线制（3-level T-type 3-leg 3-phase 4-wire，3LT23L3P4W）级联拓扑，如图1所示。

图1 两级式PCS拓扑Fig.1 Topology of 2-stage power conversion system

T型三电平拓扑具有低共模电压、低开关频率和低损耗的优势，其三桥臂结构较之四桥臂结构零序电压输出能力相对较弱，但所需开关器件少。三电平Buck/Boost具有容量高、开关损耗和二极管反向恢复损耗小、开关器件的电压应力低等诸多优点。

三电平逆变电路的中点电位不平衡分量包括直流分量和交流分量[2]，会导致诸多问题：引起输出电压波形畸变，低次谐波含量增加；加大器件的电压应力，容易导致器件的过电压损坏。两级式PCS在离/并网运行时应实现中点电位的平衡控制，保证设备长期可靠运行。为此，需要明确不同不对称程度和功率因数的交流电流对于中点电位低频振荡的影响机理，以及针对该两级式PCS的中点电位平衡方法。

围绕三电平逆变器中点电位的低频振荡机理，文献[3]得出三相三线制中点钳位型（neutral point clamped，NPC）三电平逆变器中点电位低频振荡峰峰值与负载功率因数和调制度之间的关系；文献[4]得出三相三线制NPC逆变器在三相对称负载下中点电位低频振荡主要集中在3倍基频的结论；文献[5]得出三相四线制NPC逆变器在不同负载下中点电流基频及3倍基频分量的解析表达；文献[6]得出三相四线制T型逆变器在不同负载下中点电位低频振荡的峰峰值。然而，上述研究未得出3LT23L3P4W拓扑中点电位振荡中基频及3倍基频之外分量的解析表达，未将交流电流对称与不对称分量对于中点电位的低频振荡的影响进行分别讨论。

现有三电平逆变器的中点电位平衡方法可归类为基于调制方法（三相三线/三相四线）和基于外部电路实现中点电位平衡。

1）基于调制方法（三相三线）[2-3，7-13]。关于空间矢量调制，现有研究主要集中在对小矢量作用时间进行调整[3，8-10]。然而在3LT23L3P4W拓扑中，调整小矢量的作用时间将导致零轴参考矢量无法准确合成。关于载波调制，现有研究主要集中在零序分量的注入[2，7，11-12]和零电平分解[13]，文献[11]基于准PR控制，在3倍基频处设置谐振点以获取注入的零序分量。通过零序分量注入实现中点电位平衡，能够避免线电压产生畸变，但在3LT23L3P4W拓扑中会导致相电压产生畸变。综上所述，现有基于三电平三相三线调制的中点电位平衡方法难以直接应用于3LT23L3P4W拓扑中。

2）基于调制方法（三相四线）[6，14-17]。文献[14]在abc坐标系下，依据中点平衡因子对调制子空间进行扩展；文献[6，15-17]基于载波调制对零电平作用时间进行分解。上述研究中，“过渡矢量”的引入和零电平的分解导致在1个开关周期中参与中点电位平衡相的开关次数增加，加大了开关损耗，且当交流电流不对称程度较大时，中点电位振荡的抑制能力有限。

3）基于外部电路[5，18-19]。文献[5]采用双 Buck/Boost电路对注入三相四线制NPC逆变器直流母线的低频电流进行补偿，但该方法需要较多的电流采样，导致硬件成本上升；文献[18]通过前级三电平Boost电路的PI移相控制实现三相三线制NPC逆变器中点电位的平衡，但在不平衡负载条件下中点电位的平衡性能未见描述。

在已有的两级式PCS基础上，基于外部电路平衡中点电位易于实现且具有更好的性能。然而，需要对外部电路的中点电位控制器进行特殊设计，以解决不对称运行时中点电位振荡加剧的问题。因此，本文进行了以下几个方面的工作：

1）建立了3LT23L3P4W拓扑中点电位的低频振荡模型，得到了中点电位振荡基频、3倍基频和其他频次分量的数学表达，分析了交流电流对称与不对称分量分别对于中点电位的低频振荡的影响。

2）提出了一种基于前级三电平Buck/Boost电路，采用准PR控制的中点电位平衡方法，分别在基频及3倍基频处设置谐振点实现中点电位主要振荡分量的抑制。

3）在不同工况下进行仿真和实验，验证了中点电位低频振荡模型的准确性，证明本文所提出的中点电位平衡方法能够避免由调制算法实现中点电位平衡导致调制算法复杂性和开关频率的增加，同时提高了在不对称电流条件下中点电位的平衡性能。

1 3LT23L3P4W拓扑中点电位低频振荡模型

3LT23L3P4W拓扑如图2所示。图中，C1，C2为直流正、负母线电容；交流滤波电路采用电容中点与直流母线中点连接的改进LCL结构（L1，L2，C，Rd）[20]；Za，Zb，Zc为交流三相负载；ia，ib，ic为滤波电感 L1电流；iao，ibo，ico为输出电流；iC1为直流正母线电容电流；iC2为直流负母线电容电流；in为中性线电流；i0为直流母线中点连接至各桥臂的总电流；uC1，uC2分别为直流正、负母线电容电压。

图2 3LT23L3P4W逆变器拓扑Fig.2 Topology of 3LT23L3P4W inverter

通过对uI和uΔI中不同频次相对含量的分析，可以得到uI分量主要集中在3倍基频，选取参数I=12.85 A，C1=2 460 μF，ω=100 π，得到对称电流造成的中点电位振荡3倍基频分量幅值与调制度及功率因数之间的关系曲面|uI_150Hz|（m，φ）如图3a所示。可见，在对称电流幅值一定的条件下，3倍基频振荡随调制度的增加而加剧，当功率因数角为±π/2时，振荡幅值达到最大。uΔI分量主要集中在基频，选取参数ΔI=12.85 A，C1=2 460 μF，ω=100π，得到不对称电流造成的中点电位振荡基频分量幅值与调制度及功率因数之间的关系曲面|uΔI_50Hz|（m，φ）如图3b所示。可见，在负载不对称电流幅值一定的条件下，基频振荡随调制度的增加而加剧，而功率因数角为0时振荡幅值达到最大。同时，在相同I及ΔI条件下，不对称电流引起的中点电位振荡幅值明显高于对称电流。

图3 中点电位振荡分量与调制度和功率因数的关系Fig.3 Relationship between the neutral point potential ripple and modulation degree，power factor

2 基于前级三电平Buck/Boost准PR控制的中点电位平衡方法

三电平Buck/Boost拓扑如图4所示。图中，Cdc为低压侧电容；Ldc为低压侧滤波电感；R1，R2分别为直流正、负母线的等效负载；Q1，Q4为Buck运行状态下动作的开关管，Q1，Q4载波互差180°；Q2，Q3为Boost运行状态下动作的开关管，Q2，Q3载波互差180°；iL为低压侧电感电流；uin为低压侧输入电压。该拓扑以直流母线总电压恒定与中点电位平衡作为控制目标，控制方框图如图5所示。其中，uC1C2_ref为直流母线总电压参考值，Gudc为电压外环控制器；iLref为低压侧电感电流参考值，根据iLref的正负判断当前电路处于Buck/Boost模式，选取Gidc_Buck和-Gidc_Boost实现电流内环控制；dup，ddown由直流母线总电压控制占空比d与中点电位平衡控制占空比Δd合成得到。

图4 三电平Buck/Boost拓扑Fig.4 Topology of 3-level Buck/Boost

图5 三电平Buck/Boost控制方框图Fig.5 Scheme of 3-level Buck/Boost control

图5中，Gudc，Gidc_Buck/Boost计算式如下：

中点电位平衡控制器GΔu以中点电位参考Δuref与中点电位偏移Δu之差作为输入，输出量对Q1和Q（4Q2和Q3）的占空比进行修正，通过将一个开关管的占空比增大，另一个开关管的占空比减小，使电感电流给电压较小的电容充电时间较长，从而实现两电容电压平衡的目的[21]。为了对第1节分析得出的3LT23L3P4W拓扑中点电位低频振荡的主要模式进行抑制，本文提出了一种基于准PR控制的中点电位平衡方法。考虑到中点电位低频振荡的主要频次集中在基频及3倍基频附近，在这两个频率点设计谐振环节，GΔu可表达为

式中：kp_Δu为比例增益；kr_Δu为基频处谐振增益；kr_Δu3为3倍基频处谐振增益；ωc为准谐振控制器的截止频率。

3 仿真验证

3.1 仿真系统

为了验证上述提出的基于前级三电平Buck/Boost，采用准PR控制的中点电位平衡方法，本文使用Matlab/Simulink软件搭建了图1所示的两级式PCS系统。其中，三电平Buck/Boost采用第2节所述直流母线总电压与中点电位平衡控制方法；3LT23L3P4W拓扑采用正弦脉宽调制（sinusoidal pulse width modulation，SPWM），其控制方法将根据离/并网运行的具体需求在仿真工况中予以介绍。仿真验证围绕4个典型工况展开，系统结构及控制参数如下：

1）T型三电平逆变器：滤波器L1=600 μH，C=20 μF，Rd=0.2 Ω，L2=100 μH；直流母线电容C1=C2=2 460 μF；相电压幅值U=311 V。

2）三电平Buck/Boost：滤波器Cdc=75 μF，Ldc=550 μH；低压侧输入电压uin=300 V。

3）控制系统：直流母线总电压参考值uC1C2_ref=700 V；中点电位参考Δuref=0 V；电压外环PI参数kp_udc=0.5，ki_udc=80；电流内环 PI参数kp_idc_Buck/Boost=0.005，ki_idc_Buck/Boost=6；中点电位平衡控制器PR参数kp_Δu=0.1，kr_Δu=10，kr_Δu3=20；开关周期Ts=66.67 μs。

3.2 仿真工况1

仿真工况1对本文所提中点电位平衡方法在PCS并网运行时的有效性进行了验证。PCS恒功率运行，其中3LT23L3P4W拓扑的控制方法如图6所示，主要包括以下基本步骤：1）将电网电压uabc和电感 L1电流iabc通过 Clark 变换得到uαβ0和iαβ0；2）根据功率参考Pref和Qref计算得到电流参考iαβ_ref；3）电流内环Gi_PR采用准PR控制；4）控制器输出加入电网电压前馈后，进入SPWM调制环节。并网功率参考设置为Pref=9.3 kW，Qref=0，仿真结果如图7所示。0.1 s时刻前不使能中点电位平衡控制，中点电位偏移主要集中在3倍基频处，验证了第1节中理论分析的正确性；0.1 s时刻后使能中点电位平衡控制，中点电位振荡峰峰值从7.5 V迅速衰减至0.9 V，表明本文所提方法能够有效抑制PCS并网运行时的中点电位的低频振荡。

图6 3LT23L3P4W恒功率控制方框图Fig.6 Scheme of 3LT23L3P4W PQ control

图7 工况1仿真结果Fig.7 Simulation results of case 1

3.3 仿真工况2

仿真工况2对本文所提中点电位平衡方法在PCS离网带对称负载运行时的有效性进行了验证。PCS恒压恒频运行，其中3LT23L3P4W拓扑的控制方法如图8所示，包括以下基本步骤：1）将负载电压uabc和电感L1电流iabc通过Clark变换得到uαβ0和iαβ0；2）电压外环Gu_PR采用多谐振准PR控制，根据电网电压参考uαβ0_ref生成电流参考iαβ0_ref；3）电流内环Gi采用比例控制；4）控制器输出加入负载电压前馈后，进入SPWM调制环节。三相对称负载采用阻性负载20 Ω，仿真结果如图9所示。0.1 s时刻前不使能中点电位平衡控制，中点电位偏移主要集中在3倍基频处，验证了第1节中理论分析的正确性；0.1 s时刻后使能中点电位平衡控制，中点电位振荡峰峰值从6.1 V迅速衰减至0.8 V，表明本文所提方法能够有效抑制PCS离网带对称负载运行时的中点电位的低频振荡。

图8 3LT23L3P4W恒压恒频控制方框图Fig.8 Scheme of 3LT23L3P4W Vf control

图9 工况2仿真结果Fig.9 Simulation results of case 2

3.4 仿真工况3

仿真工况3对本文所提中点电位平衡方法在PCS离网带不对称负载运行时的有效性进行了验证。PCS恒压恒频运行，3LT23L3P4W拓扑的控制方法与3.3节相同。

1）当a相采用阻性负载12 Ω，b相和c相采用阻性负载20 Ω时，仿真结果如图10a所示。0.1 s时刻前不使能中点电位平衡控制，中点电位偏移主要集中在基频和3倍基频处，验证了第1节中理论分析的正确性；0.1 s时刻后使能中点电位平衡控制，中点电位振荡峰峰值从20.9 V迅速衰减至0.8 V。

图10 工况3仿真结果Fig.10 Simulation results of case 3

2）当a相采用阻性负载6 Ω，b相和c相采用阻性负载10 Ω时，仿真结果如图10b所示。0.1s时刻前不使能中点电位平衡控制，中点电位偏移主要集中在基频和3倍基频处，验证了第1节中理论分析的正确性；0.1 s时刻后使能中点电位平衡控制，中点电位振荡峰峰值从40.6 V迅速衰减至0.85 V。

由此表明，本文所提方法能够有效抑制PCS离网带不对称负载运行时的中点电位的低频振荡，在不同的运行功率条件下均具备良好的效果。

3.5 仿真工况4

仿真工况4对本文所提中点电位平衡方法在PCS离网带非线性负载运行时的有效性进行了验证。PCS恒压恒频运行，3LT23L3P4W拓扑的控制方法与3.3节相同。负载采用直流侧电阻为30 Ω的三相整流桥，仿真结果如图11所示。0.1 s时刻前不使能中点电位平衡控制，中点电位偏移主要集中在3倍基频处；0.1 s时刻后使能中点电位平衡控制，中点电位振荡峰峰值从7.5 V迅速衰减至0.9 V，表明本文所提方法能够有效抑制PCS离网带非线性负载运行时的中点电位的低频振荡。