风光互补发电系统在路灯上的研究及应用

付一杰 孙彦武 魏立明

（吉林建筑大学 电气与计算机学院 长春 130118）

引言

目前由于传统化石燃料对环境造成的巨大伤害，能源公司越来越重视可利用再生太阳能和风能。在实际发电过程中由于太阳光照条件和风力等级的不可预知性，会导致发电系统的能源利用率无法达到最大化[1]。随着国内学者对风光互补路灯系统的认识逐渐完善，发现其与传统并网路灯相比，不再需要较多的配套设施和较长的设计周期，在实际应用方面能够极大的节省设计成本。传统并网运行的路灯的调控极度依赖人工操作，却仍然会出现调控时间上的误差。传统路灯无法根据人流情况和道路光线情况实时调控路灯的开关，进而造成社会资源极大的浪费。根据以上提出的传统并网运行的路灯的使用限制，本文所提出的风光互补路灯具有的传感器能够通过外部条件的变化调节工作时间，并达到较高的能源转化率。并且基于TMS320F2812芯片的风光互补路灯控制系统还具有对发电系统最大功率追踪的控制策略以及调控蓄电池的充放电过程,并通过试验验证控制器的有效性。

1 风光互补路灯系统总结构

风光互补路灯系统总结构如图1所示，其中包括发电部分、控制部分、电能储存和使用部分[2]。由于太阳能供给相对稳定，并且光伏电池板能够直接将光能转化为直流电，即使不另设整流电路，该部分的不稳定性也不会对整个系统造成较大影响。而风能发电系统，由于风力等级的变化较大，导致系统输出电压不稳定[3]。所以当该系统的输出功率过大时，须加装卸载电路，以免整个系统受到损坏。蓄电池一方面用于储存发电系统中生成的能量，另一方面用于当风能和光伏不能及时提供电能时对路灯进行电能输送。因此，蓄电池的存在保证了整个系统持续供电的能力，也起到了平衡和调节的作用。

图1 风光互补路灯系统结构图

2 风光互补路灯系统控制策略

2.1 风光互补最大功率点跟踪控制策略

根据风能发电的特点得知，叶尖速比法和功率反馈控制法都是根据反馈信息调节风机的转速，进而获取最大输出功率。与以上两个方法相比，爬山法[4]不需要再检测风速和风机功率特性，在降低成本的同时也比较容易实现。而光能发电系统中获得最大光能输出功率的常规办法有：①导纳增量法[5]；②恒定电压法[6]；③扰动观察法[7]。扰动观察法是对输出参数给予一定的数值干扰，并利用对比干扰前后输出功率的变化规律调整控制系统运行参数，直至追踪到最高输出功率点。

针对上述常规办法无法准确追踪问题，本文采用变占空比步长扰动法的MPPT控制策略。通过前后两次输出功率之间的差距自适应调节占空比的大小，由于传统控制策略实现的过程中速度和精度不能随着扰动的步长变化而变化，导致出现大步长跟踪速度较快，但精确度差的现象。但是将大步长调节为小步长后，追踪速度变慢出现控制效率低下的情况。变步长占空比扰动观察法控制图如图2所示。当MPPT开始时，首先测量当前电压和电流，P(k)代表当前输出功率、P(k-1)代表上一次输出功率。而扰动步长大小则通过输出变化量Q进行调节，通过施加跨度较大的扰动来适应改变量较大的情况以增加追踪效率，此时为大步长扰动；通过减小扰动的跨度来适应逐渐逼近最大功率的情况以此增加追踪的精度，此时为小步长扰动。除此之外，在MPPT过程中，设定一个数值ξ，当输出功率的变化量|dP|<ξ时，系统已找到最大功率点，同时停止了扰动。而数值的大小会影响控制策略的追踪效率。

图2 变步长占空比扰动观察法控制图

2.2 蓄电池充放电控制策略

蓄电池充电方式有恒压充电、恒流充电、分段式充电[8]等。本文将采用12 V铅酸蓄电池进行三段式优化充电法。三段式优化补充法可简要概括为三个阶段，第一阶段电流按照恒定值进行充电，当电压上升到阈值电压时停止恒流充电。这时蓄电池电量能达到百分之七十到百分之九十之间；当电能储备一定时，电压也将达到阈值，并且充电电流会减小到标准值以下；因此第三阶段会采用标准值电流使蓄电池电池充满电[9]。综上所述，三段式充电法按照蓄电池的设计原理尽可能地避免在充电过程中对电池造成伤害，进而减小了该器件更换的频率。

3 控制器的硬件设计

控制器的硬件核心是由TMS320F2812构成的，其主要用途是使控制芯片按照其内嵌控制策略对外部系统实施调控。它拥有32位的CPU，可实现C/C++汇编语言，同时进行16bit×16bit和32bit×32bit的MAC运算。

本文中TMS320F2812DSP处理器的主要功能有：采集太阳能、风能产生的电压、电流及蓄电池的电压、电流；最大功率点追踪优化；蓄电池充放电的控制等功能。其结构如图3所示。

图3 风光互补路灯控制功能图

3.1 控制电路设计

控制电路的设计可分为四个部分，分别是电压采集设计、电流采集设计、驱动电路设计及卸载电路设计。

1）电压采集

电压采集选用了用价格较低的运放电路，如图4所示。工作时仅需外接一个电源，所以该采集电路拥有设计成本和硬件成本小、精度高的特点。在电路中的R1、R2选用了阻值较大的电阻，精确度为百分之一。而电路中的电容实现滤波作用则是减少对采样信号的影响。

图4 电压采集电路图

2）电流采集

本文选用LA25-NP构成电流采集电路。如图5所示，传感器输入端接系统电路，输出端将电流信号转换为电压信号。除此之外，在使用时传感器需接外部电源且在输出端接入接地电阻R3。

图5 电流采集电路图

3）驱动电路

在驱动电路方面，如图6所示，本文基于TLP250光耦合器对其进行构建。当处于高电平的脉冲宽度调制信号从输出端发出时，经过光耦合器的处理，可直接对金氧半场效晶体管进行驱动。

图6 驱动电路图

4）卸载电路

为了维持系统的稳定，防止风速过大其转换的电能过多对电路的影响，会增加卸载电路，如图7所示。且风能的不确定性，产生电压也及其不稳定。开关管因单限比较器而产生了非线性，同时开关频繁切换导致抗干扰力弱[10]。故该电路采用滞环比较控制法。

图7 卸荷控制电路图

4 系统软件设计

从系统运行时开始进入到初始化状态，这一阶段是对即将使用的模块进行参数设置及调整。随后系统对风力、光伏及蓄电池产生的电流、电压进行实时监测和采集，通过对采样结果的分析及时选择相对应的系统运作模式。当需对负载供电时，直接使用蓄电池对其放电。当蓄电池电力不足时，则需先判断蓄电池当前工作模式并采用优化充电法对其进行充电。

5 实验结果

如表1所示为各个时刻的转换率。通过对风力、光伏产生电能的电流和电压实时监测和蓄电池的输出电流、输出电压的实时监测。得出电路的输入功率和输出功率，其比值则为转换率。

表1 各个时间段转化效率

如图8所示系统首先对蓄电池进行充电。由于充电电流的上升，输出电压也随之增长。之后进入过电压充电阶段，但由于温度和风力的不稳定，输入电流和电压波动幅度大，输入功率持续处于最大值左右。在正午时刻，温度、光照和风力都相对稳定，输出效率也是最大。由于实验误差受驱动电路精度不够而变大，但在不影响整体效率基础上，使充电时长达11 h的效率达到92 %以上。

图8 实验中电压和电流数据变化图

6 结论

本文对具有TMS320F2812芯片控制器的风光互补技术的路灯系统进行了实验，证明了该系统能够满足路灯的实际使用需求以及具有优秀的能量转化率。并且，该芯片内嵌的变步长占空比扰动法能有效实现发电系统的最大功率点追踪以及三段式充电法保证了蓄电池的平稳运行。