零电压开关PFC 电路的理论设计与分析

2022-02-27郝小聿安永泉

电子设计工程 2022年4期

郝小聿，安永泉

（中北大学山西省光电信息与仪器技术工程技术研究中心，山西太原 030051）

结构简单、输入电流连续、功率因素稳定等优质特性的Boost PFC 变换器得到了学者的广泛重视，电路本身各项性能指标的优化研究也日益得到关注[1-3]。传统Boost PFC 变换器的硬开关操作限制了整体运行效率的提高，因此需要增加额外的辅助回路来降低开关损耗，提高电路工作效率。在高功率应用场合当中，Boost PFC 变换器通常在电流连续模式下控制，因为该变换器具有导通损耗低、受纹波电流干扰小等优点[4-5]。

文中基于UC3854 模拟控制芯片设计了一种零电压功率因数校正电路，在电流连续模式（CCM）下，输入电压为交流80～265 V，输出电压在400 V 左右，功率因数高达0.99。

1 电路结构拓扑和工作原理

1.1 电路拓扑及特征

文中提出的电路拓扑结构如图1 所示，输入的交流电压流经过整流桥后输入滤波电容Cin两端的电压为实际输入。为了实现主回路开关管的ZVS操作，所额外增加的辅助回路[6]需要通过第一辅助整流二极管（Da1）和第二辅助整流二极管（Da2）以及主回路开关管Q1的寄生二极管导流，因此辅助电感连接在主开关管Q1的漏级和源级。传统无桥双升压拓扑存在对主开关管利用不够充分的问题[7-8]，该拓扑结构由于整流桥和输入滤波电容的存在，电压源在一个周期之内的实际输入相当于两个正半周期。主开关管与辅助开关管交替工作，当主开关管Q1关断后，辅助开关Qa1配合主开关管Q1的寄生电容谐振使其两端能量释放到辅助回路当中，以实现主开关Q1的ZVS 操作[9-15]。此外，辅助回路中所增加的吸收辅助电容也可转移辅助开关管关断后两端寄生电容中的能量，使其也实现ZVS 操作。如图1 所示，吸收辅助电容CAUX连接在第一辅助二极管Da1和辅助电感LAUX之间。

图1 零电压开关Boost桥式整流功率因数校正电路拓扑

1.2 基本工作原理及各模式分析

由于拓扑中整流桥的存在，输入滤波电容Cin两端的电压为实际输入，电压源在一个周期之内的实际输入相当于两个正半周期，所作分析是在输入交流电压1/2 个周期下进行的。

此外，为了便于理论分析，作了如下假设：

1）输出电容Co足够大，在分析过程当中认定输出端电压稳定在Vo；

2）所有开关器件是拥有体寄生二极管和体寄生电容的理想型器件；

3）除文中所作理论分析所用到的器件外其他器件均忽略。

模式1（t＜t0）：此时的电路处于稳定状态，主开关管Q1导通；交流电源电流IAC通过主开关管Q1，辅助开关管Qa1处于关断状态；

模式2（t0-t1）：t0时刻，关闭主开关管Q1，电流IAC流经结点P 流入等效电容Cequ1中给其充电。电容关闭的过程中其两端电压不能突变，开关管Q1实现ZVS 关断。等效电容Cequ1是3 个电容CQ1、CD1和CAUX的并联组合，即Cequ1=CQ1m-OSS+CD1+CAUX。由模式1 可知，开关管Q1两端的电压线性增加。t1时刻，输出滤波电容CO两端电压被充电至VDC，所以此模式所需时间为：

模式3（t1-t2）：t1时刻，二极管D1两端的电压大于其自身导通电压，二极管D1导通。同时，在t1时刻，开通辅助开关管Qa2，由于流过辅助谐振电感LAUX的电流无法突变，所以Qa2实现了ZCS 导通。此时施加在LAUX两端的电压为VDC，流过辅助谐振电感的电流iLAUX线性增加。此模式所需时间为：

模式4（t2-t3）：t2时刻，辅助电感LAUX中电流达到IAC，二极管D1中无电流，自然关断。二极管电容CD1与开关管Q1的寄生电容CQ1m-OSS两端的电压不能突变，被钳位在VDC。二者等效电容Cequ2=CQ1m-OSS+CD1，存储于其中的能量会与辅助谐振电感LAUX发生谐振。此模式所需要的时间表达式为：

模式5（t3-t4）：t3时刻，P 点电压降为零。主开关Q1达到ZVS 开通条件；

模式6（t4-t5）：t4时刻由PWM 控制而定，开通Q1，关断辅助开关管Qa2。辅助开关管Qa2两端寄生电容CQa2m-OSS两端的电压不能突变，辅助谐振电感LAUX会与寄生辅助电容CAUX和辅助开关管Qa2寄生电容CQa2m-OSS发生谐振，其等效电容值为Cequ3=CQa2m-OSS+CAUX，电容两端电压达到VDC后谐振结束；

其中：

模式7（t5-t6）：t5时刻，谐振结束。辅助电感LAUX中剩余的能量通过第一辅助二极管Da1和第二辅助二极管Da2回馈到输出端。t6时刻，能量回馈完毕。电路将回到模式1 的状态。

1.3 开关管工作以及延迟方式

1.3.1 辅助开关管的导通时间

文中所提电路拓扑结构在工作时辅助开关管的导通时间理应被精心设计，如果在辅助开关管导通期间辅助电感LAUX无法释放掉主开关管Q1两端寄生电容中储存的能量，则主开关管的ZVS 操作无法实现。然而，若此导通时间过长会导致辅助回路中电流增加，这是由于额外的导通损耗会使电路工作过程中整体效率下降。因此，该导通时间的设计原则应当是实现电路整体工作状态的高效率运行。

辅助开关管Qa1的导通时间DA2由tA1、tA2和tA3三部分组成。为了保证主开关管的ZVS 操作，iD1应该先减小到零，此过程视作tA1，用如下公式表示：

其中，PO、η和ΔiL1分别是电路的输出功率、所期望的工作效率和电感L1的纹波电流。

在iD1减小为零之后，主开关管Q1寄生电容两端的电压将从VO降为零。此放电时间tA2应该大于四分之一的辅助电感LAUX和Q1的寄生电容的谐振周期，这样才可满足主开关管ZVS 的条件，其表达式如下：

完成vQ1和vD1的能量交换直至导通主开关Q1的这段持续时间定义为tA3，在实际应用当中，tA1取决于电感电流，tA2是一修订值而无关负载和输入的变化。然而，如果DA2持续时间过长，辅助回路中的电流会增加。因此，基于感生电流当中的值，tA3最合适的值应当为零。

1.3.2 主开关管的占空比

额外增加的辅助回路会影响到Boost PFC 变换器开关的占空比。在完成对主开关Q1寄生电容COSS，Q1两端能量的释放后，升压电感L1两端的电压从VS-VO变为了VS，也即意味着iL1比传统的拓扑结构工作状态中减小的时刻要超前。因而对比传统电路结构工作的占空比DCONV来说，改进后的拓扑工作时的占空比DPROP可用如下表达式表示：

通常情况下，由于tA3的值越小越合适，传统Boost PFC 变换器电路的控制方式同样适用该电路[16-17]，无需过多考虑电压增益的变化。然而在电路工作过程开关管的高频率操作中，由于tA3能占有到TSW很大的比例，所以改进电路的占空比DPROP在输出电压的调制中应当纳入考虑。

2 关键功率器件的选取

2.1 辅助电感LAUX的设计准则

在辅助回路当中，辅助电感LAUX被用来实现主开管的ZVS 操作。为了设计LAUX，辅助回路当中的传导损耗和LAUX自身的磁芯损耗应该被考虑在内。根据文献[9]当中提出的数值计算方法，辅助开关管、二极管的传导损耗功率PLOSS-COND、辅助开关管的损耗功率PLOSS-SW和辅助电感LAUX的磁芯损耗功率PLOSS-CORE此三项应该计算并应用于辅助电感LAUX的选择当中。辅助回路当中的损耗可用如下表达式来进行计算：

其中，RDS(ON)-TOTAL、VF-TOTAL和nmax分别为开关管总导通阻抗、功率二极管正向导通电压和在交流电源正半周期中开关管的操作次数。基于Steinmetz 方程可知，LAUX的峰值磁通密度随着LAUX的变化而成比例增加。公式（13）说明，由于辅助开关管的导通损耗与LAUX电感值的大小成反比例关系，因此拥有较大电感值的LAUX可以降低辅助开关管的交叉导通损耗。综合考量辅助回路中额外增加的损耗功率PLOSS-TOTAL之后，LAUX的电感值设计为10 μH 时对于电路整体的效率有益。

2.2 辅助开关管Qa1的选择

文中改进后的电路结构增加了辅助回路中的开关管，保证了辅助电感LAUX的伏秒平衡，同时由于Da1和Da2两个辅助二极管的存在，辅助开关管Qa1两端的电压应力最大应被钳位在400 V，且工作状态下流过辅助开关管的电流数值较小，所以选取小型号的开关管即可。

2.3 辅助二极管Da1和Da2的选择

由于在辅助二极管导通期间其电位钳位在输出端的400 V，所以其两端的电压应力最大为400 V。在前面电路工作的模式分析中，流经辅助二极管Da1和Da2的电流出现在辅助开关管Qa1关断并完成了其寄生电容所存储能量与辅助电感LAUX谐振实现了能量搬移之后，因而其数值较小，但其所承受的反向电压较大。为设计以及实际应用安全盈余考虑，应选择承受反向电压较大反向恢复时间较短的肖特基二极管用于文中设计。

3 电路仿真结果

在仿真软件SIMEtrix 中搭建了改进后的电路拓扑并进行了仿真，基于芯片UC3854 来设计驱动模块时，设计和选取元件的相关方式在其使用手册中提及，不再赘述。仿真过程的相关参数为：仿真电路工作状态运行时间100 ms；输入220 V 50 Hz 交流电，输出400 VDC；开关频率100 kHz。

电路仿真运行过程中主要功率器件的波形图如图2 所示，由图2（a）中仿真结果可知，输入电流实现了追随输入电压变化的“正弦化”；图2（b）的仿真结果表明，此电路在工作过程中实现了主开关管以及辅助开关管的零电压软开关操作。