串联型光伏中压直流变换器及控制策略

王环，黄欣科，王一波，许洪华，3

（1.中国科学院电工研究所，北京 100109；2.中国科学院大学，北京 100049；3.北京科诺伟业科技股份有限公司，北京 100083）

0 引言

大型光伏电站多建于电网末梢，采用光伏直流汇集送出，可有效解决电网末端接入问题。光伏直流汇集接入系统与传统交流汇集系统相比，变换环节少、没有无功损耗以及输电线路成本降低，具有成本低、效率高的特点[1]～[3]。采用直流串联汇集系统，光伏直流变换器将光伏阵列就地升压，再通过多台光伏直流变换器输出串联实现二次升压，无需额外升压设备就可并入更高等级直流电网。串联系统与常规的并联系统截然不同，变换器须具备宽输出电压调节范围。

在串联型光伏直流变换器方面，文献[4]～[6]研究了适用于1 kV以下低压串联系统和变换器，其中变换器采用非隔离直流升压拓扑，输出电压小于100 V，且具有MPPT功能。文献[7]～[9]研究电力电子变压器等中压直流变换拓扑方案，但变换器升压比固定，输入、输出电压变化范围小，无法满足串联系统中宽电压范围运行的技术需求。文献[10]，[11]提出了隔离型buck-boost电路，拓宽了输出电压范围。电路中，高频变压器实现低压侧和高压侧电路的电气隔离，通过控制低压侧和高压侧的可控开关管协同动作，实现电路升压和降压模式运行，但高压侧引入可控开关管，限制了输出电压等级。

本文提出了一种新型隔离式buck-boost直流变换拓扑及调制方法。电路只须控制变压器低压侧电路开关管，就可实现升压和降压运行。变压器高压侧为二极管硅堆整流电路，输出电压可以升至10 kV，提高了直流变换电路的升压比，使拓扑更适用于高压场合。同时由于高压侧没有可控器件，因此高压侧无需控制单元，大大简化了电路控制系统。通过调整占空比，可以实现升压模式和降压模式灵活切换，电路具有宽输出电压范围。为进一步提升输出电压和功率，将隔离式buck-boost直流变换电路作为直流变换模块，通过多个模块输入并联输出串联，可实现变换器中压输出。本文设计开发了3 kV/90 kW直流变换模块和20 kV/500 kW串联型光伏直流变换器，测试结果验证了所提出的设计方案和控制策略的有效性。

1 工作原理

1.1 串联系统的运行特性

光伏直流串联系统如图1所示，各变换器输入独立，输出串联。每台变换器的输出电流相等，变换器的输出电压由变换器输出功率与系统总输出功率的比值决定。

图1 光伏直流串联系统结构图Fig.1 PV plant layout with series-connected PV converter

由图1可知，

式中：Voi，Ioi和Poi分别为第i台变换器的输出电压、电流和功率；Voa，Poa分别为第a台变换器的输出电压和功率；Vs，Is分别为系统输出电压和电流。

由式（1）可以看出，各变换器输出功率的差异会造成变换器输出电压不相等。当变换器输出功率变化时，输出电压也随之变化。例如，在3台串联系统中，由于电网电压不变，当某一台变换器的输出功率远低于其他两台时，变换器的输出电压接近0，而其他两台变换器的工作电压将达到额定输出电压的1.5倍，因此，需要变换器具有宽电压增益调节能力。

1.2 光伏直流变换器拓扑

为实现低压光伏输入、中压直流并网，光伏直流变换器采用多模块输入并联、输出串联（Input Parallel Output Series，IPOS）拓扑结构如图2所示。

图2 串联型光伏直流变换器拓扑Fig.2 Topology of series-connected PV converter

其中，直流变换模块采用隔离型拓扑，实现低压输入与中压输出的电气隔离。直流变换模块是拓扑核心部件。为实现变换器升压比宽范围调节，直流变换模块须要具有宽电压增益的调节能力。同时,为减小变换模块数量以降低变换器体积和成本，每个模块须要有较高的直流输出。

1.3 新型buck-boost直流变换拓扑

本文提出的隔离型buck-boost压直流变换拓扑如图3所示。图中：Llk为变压器的漏感；N为变压器变比。

图3 新型buck-boost压直流变换拓扑Fig.3 The proposed novel buck-boost topology

由图3可知，通过调节开关管占空比进行拓扑重构，使拓扑具有升压和降压两种工作模式，从而实现宽电压增益范围，满足串联型变换器运行特性。与其他buck-boost电路不同，拓扑高压侧电路为二极管整流电路，可采用硅堆等方式实现拓扑的高压输出，实现直流变换电路高升压比，高压输出。

当钳位电容VC2的电压低于输入电压Vin时，D0导通并且Lin被旁路。该电路在降压模式下工作。当钳位电容VC2的电压高于输入电压Vin时，D0截止，Lin工作。该电路在升压模式下工作，Q0和C2构成有源钳位电路，吸收变压器原边开关管电压尖峰。通过开关管Q0～Q4的占空比调节可以控制钳位电容电压VC2，实现升、降压模式切换。升压、降压模式如图4所示。

图4 流变换拓扑在升压和降压模式下的等效电路Fig.4 Equivalent circuit of the topology in boost and buck modes

直流变换拓扑通过调节占空比自动实现升、降压模式切换。该拓扑在满足光伏宽输入电压范围的基础，扩大了输出电压范围。该直流变换拓扑与升压直流变换电路相比，可以实现零电压启动，无需预充电。与降压电路比，其输入电压利用率高，具有更高的升压比。

1.4 直流变换拓扑调制方法

针对直流变换拓扑升压和降压的工作模式，本文提出了一种调制方法可实现两种模式的自动切换。拓扑的原边开关管Q2和Q4的占空比始终为0.5，相位相差180°。开关管Q1和Q3占空比相等，设为D。其相位相差180°。钳位开关管Q0的导通时序由开关管Q1和Q3导通时序决定。通过调整占空比D就可以实现变换器升压和降压模式的调节。降压模式下Q0始终导通，占空比D＜0.5。升压模式下占空比D＞0.5。

波形如图5所示。

图5 拓扑调制波形图Fig.5 Switching sequence diagram

降压模式下，TS为开关管Q0～Q4的开关周期。每个开关周期包含6个工作模态。

开关模态1[t0-t1]：在t0时刻，Q0和Q4处于导通状态。原边漏感电压为VC2-V0/N，漏感电流ILIK正向增加。变压器高压侧承受正向电压，二极管D1和D4导通。

开关模态2[t1-t2]：在时刻t1，Q1关断。漏感电流ILIK通过Q2和Q4的续流二极管续流，漏感电压为-V0/N，漏感电流正向减小到0。变压器高压侧承受正向电压，二极管D1和D4导通。

开关模态3[t2-t3]：在时刻t2，Q4关断，Q2导通。漏感电流ILIK通过Q2和Q4的续流二极管续流，漏感电压为0，漏感电流为0。变压器高压侧电压为0。

开关模态4[t3-t4]、开关模态5[t4-t6]、开关模态6[t5-t6]导通过程与开关模态1～3类似，不再赘述。

升压模式下，漏感ILIK工作在电流断续模式。每个开关周期包含6个工作模态。

开关模态1[t0-t1]：开关管Q0、Q2和Q3导通。输入电压Vin低于钳位电容电压VC2。输入二极管D0截止。输入电感Lin上的电压为Vin-VC2为负，电感电流ILin减小。钳位管Q0导通，钳位Q1和Q4电压。漏感电压为(VC2-V0/N），漏感电流ILIK反向增加。变压器高压侧承受反压，二极管D2和D3导通。

开关模态2[t1-t2]：t1时刻，开关管Q1开通，Q0关断。输入电感Lin的电压为Vin，电感电流ILin流过Q1和Q2，电流正向增大。漏感压降为V0/N，漏感电流ILIK负向减小。变压器高压侧承受反压。

开关模态3[t2-t3]：输入电感Lin的电压为Vin，电感电流ILin流过Q1和Q2，继续增大。漏感压降为0，漏感电流ILIK为0。变压器高压侧电压为0。

开关模态4[t3-t4]：在t3时刻，Q2关断，Q4开通。输入电感Lin的电压为Vin，电感电流Iin流过Q3和Q4，继续增大。原边漏感电压为0，漏感电流ILIK为0。变压器高压侧电压为0。

开关模态5[t4-t5]、开关模态6[t5-t6]、开关模态7[t6-t7]和开关模态8[t7-t8]的导通过程与开关模态1～4类似，不再赘述。

2 运行特性分析

2.1 降压模式

当占空比D＜0.5时，电路进入降压模式。在降压模式中，漏感Lik伏秒平衡方程为

式中：fs为开关频率；R为负载；KLlk为电压增益重要参数，它与开关频率、变压器匝数比、漏感以及负载相关，与占空比和变压器匝数比共同决定升压比。升压模式和降压模式的电压增益都与KLlk有关。

2.2 升压模式

当占空比D＞0.5时，电路为升压模式。根据输入电感伏秒平衡可得，输入电压与钳位电容电压之间的关系为

2.3 电压增益分析

图6为变压器变比为1∶5的电压增益与占空比关系曲线。

图6 直流变换拓扑电压增益曲线（N=5）Fig.6 Voltage gain of reconfigurable topology（N=5）

当D在0～1调节时，直流变换拓扑可以实现从0到最大电压增益的平滑连续变化，从而实现输出电压升压和降压两种运行模式。直流变换拓扑的电压增益跟D，KLlk有关。随着KLlk增大，电压增益曲线趋于平缓。因此减小变换电路KLlk，即减小变压器漏感或增大负载阻值有助于提高电压增益。在实际工程中，适度增大KLlk有助于实现开关管软开关。在电路参数设计时，结合电压增益和软开关需求，选择合适的KLlk。

4 控制策略

变换器具有最大功率跟踪、恒电压和恒电流3种运行模式。变换器启动时，运行在恒压模式下，以防止单台变换器过压。启动过程完成后，变换器进入最大功率跟踪模式。由于变换器具有宽电压增益调节范围，可以满足大部分工况下输入、输出电压匹配，因此变换器主要在最大功率跟踪模式下并网输出。当变换器间功率失配严重时，根据式（1）可得输出功率大的变换器输出电压高，当达到输出电压上限，变换器运行在恒压模式下。当直流电网故障等造成电网电压低于额定电压时，变换器运行在恒流模式下，以防止输出过流。图7中为3个直流变换器组成的串联系统。当各光伏阵列输出功率相等时，各变换器输出电流为Io1，输出电压和功率相同，变换器工作点A1，B1，C1，变换器模块均工作在升压模式下。当3组光伏阵列辐照度不同时，每个变换器将工作在不同的输出曲线，各变换器输出电压不相同。当一组辐照度降到很低（工作点为A2）时，输出功率高的变换器因输出电压过高而进入恒压模式（工作点移动到C2点）。A2点变换器电压增益低，变换器模块工作在降压模式下。

图7 串联型光伏直流变换器的输出外特性Fig.7 The output characteristic of series-connected PV converter

图8为串联型光伏直流升压变换器控制策略框图。

图8 串联型光伏直流升压变换器控制策略Fig.8 The control strategy of series-connected PV converter

由图8可知，控制系统分3个闭环，分别是输入电压环路、输出电流环路和输出电压环路。νin，iin，νout分别为输入电压、输入电流和输出电压的采样值；Vinref1为根据MPPT计算得出的输入电压参考；Vinref为恒压模式下的输出电压环路参考；Vinref2为电压补偿器的结果，电压环路模式控制器确定Vinref，Vinref1，Vinref2；Voutref为输出电流环路参考。在MPPT模式下，输入电压环路和输出电流环路起作用；在输出电压模式下，输出电压环路另外有效；在恒定电流模式下，电流基准设置为输出电流的最大值。变换器通过控制实现分散自治运行。

4 实验结果

依据本文提出的直流变换拓扑，研制了3 kV/90 kW光伏直流变换模块，如图9所示。主要参数如表1所示。

图9 3 kV/90 kW直流变换模块Fig.9 3 kV/90 kW DC-DC module with topology

表1 直流变换模块主要参数Table 1 Parameters of the DC module

设计输入电感时重点考虑开关管承受的电流应力，因此本文按照电感电流纹波在30%以内设计输入电感。变压器变比为图3中V0与钳位电容电压Vc2的比值。Vc2的大小取决于开关管Q1～Q4所能承受的电压应力，本文Vc2取值900 V。为了验证拓扑和控制算法的有效性，建立串联系统原理验证平台如图10所示。

图10 串联系统原理验证平台Fig.10 Experiment platform for series system

图11为直流变换模块的工作波形。

图11 直流变换模块主要波形Fig.11 Experimental waveforms of the dc-dc module

由图11可知，开关管Q1，Q3占空比为0.65，输入电压600 V，输出电压3 kV，此时电路工作在升压模式下。开关管Q1，Q3为占空比为0.4，输入电压为600 V，输出电压为1 430 V，此时电路工作在降压模式下。

光伏直流变换模块升压模式和降压模式下的效率曲线如图12所示。升压模式下，模块工作在90 kW时的最大转换效率为97.47%。降压模式下，模块输出功率为58 kW时，转换效率为96.2%。

图12 直流变换模块效率Fig.12 Measured efficiency of dc module

串联系统原理验证平台中，3组模块分别代表变换器1、变换器2和变换器3。3组模块输入分别连接3个光伏模拟器，输出串联并入8 kV直流系统。仿真波形如图13所示。图中：νo1，νo2，νo3为3台变换器模块的输出电压；νc1，νc2，νc3为3台变换器模块的变压器原边电压。3台变换器模块的占空比相等，模块输出电压均为2.7 kV，且均运行在升压模式下，3台变换器均运行在最大功率跟踪模式下。变换器1功率下降80%，运行在最大功率跟踪模式，其模块的输出电压νo1下降到1.5 kV，运行在降压模式。其余两台变换器运行在恒压模式，变换器模块νo2和νo3输出电压均为3.25 kV，运行在升压模式下。

图13 3台变换器串联运行实验波形Fig.13 Waveform of three converters in series

图14为3台变换器输出串联并入±30 kV直流系统的运行波形。串联系统中±30 kV直流母线通过DC/AC换流器逆变成交流并入交流电网。DC/AC换流器稳定±30 kV直流母线电压。

图14 3台变换器串联晴天运行波形Fig.14 Actual operating waveforms of 3 series connected in sunny day

晴天时辐照度稳定，3台变换器输出功率曲线平滑，各自跟踪光伏最大功率点输出。3台变换器各自输出功率占总功率比例基本不变，各变换器输出电压稳定，分别为19，20，21 kV。串联系统输出差模电压维持在60 kV，输出电流曲线与变换器功率曲线趋势一致。

图15为浮云天气时变换器的运行波形。

图15 3台变换器串联浮云天气运行波形Fig.15 Actual operating waveforms of 3 series connected in cloudy day

浮云天气时，辐照度受浮云影响变化波动较大，光伏阵列的输出功率也随之大幅波动。10：00-14：00，3台变换器输出功率较低，但波动不大，各变换器输出功率较为一致，3台变换器输出电压较为稳定，都分布在20 kV左右。14：00-17：00，光伏功率波动较大，各台变换器输出功率不一致。变换器的输出电压随功率波动，变换器输出电压最低14 kV，最高达到23 kV。在此过程中，变换器输出电压宽范围运行，没有出现停机，3台变换器在功率大幅波动工况下稳定运行。

5 结论

本文提出了一种适用于串联系统的光伏升压直流变换器拓扑及控制策略。针对变换器模块提出一种新型buck-boost直流变换拓扑及调制方法，通过调节占空比就可实现拓扑升压和降压模式灵活切换。当漏感较小时，升压模式下拓扑最大电压增益可达2 VinN，降压模式下拓扑电压增益0～VinN。从而使拓扑具有0～2 VinN的宽电压调节范围，满足串联升压系统中变换器宽输出电压范围的技术需求。与传统隔离型buck-boost直流变换拓扑相比，该直流变换拓扑通过控制低压侧开关管，就可实现升压或降压运行，从而简化控制。通过本文提出的控制算法使变换器在各种工况下实现分散自治运行。现场实际运行数据证明了本文所提出的串联型光伏直流变换器拓扑和控制算法的可行性。光伏阵列通过串联型光伏直流变换器实现就地升压，分散接入直流电网，有利于提高光伏系统转换效率，降低汇集电缆和转换装备数量，节约系统成本，具有广阔的应用前景。