一种可抑制共模电压的H14三电平光伏逆变器

胡志强，刘作军，李洁

(河北工业大学 人工智能与数据科学学院，天津 300130)

0 引 言

随着电力电子技术的飞速发展，三相电压源型光伏逆变器在并网系统中得到了广泛应用[1]。与两电平逆变器相比，三电平逆变器具有更低的输出电压谐波、更低的电压应力与更高的效率[2]，具有更广阔的应用前景。但三相逆变器产生的共模电压(Common-Mode Voltage，CMV)在实际工程中会导致漏电流[3-4]、电磁干扰[5]等，漏电流会引起光伏系统中并网电流发生畸变，电磁干扰会影响光伏系统中电力电子设备正常运行，污染电磁环境，严重降低系统的安全性与可靠性。

目前的共模电压抑制方法的研究主要分为软件和硬件两类。软件方法主要包括模型预测控制方法[4]和PWM方法[7-10]。通过软件方法抑制共模电压会使三电平逆变器中点电位失衡且控制难度增加，必须设计相应的中点电位平衡方法，具有一定局限性，改变调制方法会引起直流电压利用率降低等负面影响，使系统的可靠性降低。因此从硬件角度抑制共模电压逐渐受到人们重视，主要分为添加辅助装置或改进拓扑结构。文献[5]基于10 kW三电平系统设计的滤波器可以有效缓解共模电压，但封装后体积高达763 cm3，成本高且存在局限性。文献[6]提出添加辅助电路作为第四桥臂用以抑制共模电压，但该电路需要额外的控制单元并且需要添加传感器用以收集信号。除此之外，文献[11]基于H5拓扑提出了三相的H7逆变器是非对称式拓扑结构，只能消除负向的共模电压峰值。文献[12]提出的H8拓扑为对称拓扑，可有效消除正负两端的共模电压峰值。上述改进拓扑的方法仅适用于两电平变换器，且辅助开关控制方式通过脉冲信号逻辑计算实现，不适合开关数量多、开关状态复杂的三电平系统。

文中以三相三电平光伏逆变器为研究对象，以减小共模电压为目的，提出了新型三电平对称拓扑结构-H14逆变器，分析了新型逆变器的工作原理和共模电压特性，并提出了基于开关函数的辅助开关控制方法，可在不影响逆变器输出的前提下抑制共模电压，最后进行了实验验证。

1 新型逆变器及其共模电压特性

1.1 新型逆变器拓扑结构及工作模式

为减少三相逆变器的共模电压，基于传统三电平中点钳位式(Three-Level Neutral-Point-Clamped，3L-NPC)逆变器，本文提出一种新型三电平拓扑结构—H14逆变器，如图1所示。

图1 H14光伏逆变器拓扑结构Fig.1 Circuit topology of proposed H14 PV inverter

图中Si1～Si4分别为各相IGBT，Di1和Di2分别为钳位二极管(i=a,b,c)，C1和C2为直流侧分压电容，S13和S14为辅助开关。

当开关S13和S14均导通时，定义为模式1。该模式下H14逆变器以3L-NPC逆变器方式运行。

当开关S13关断且S14导通时，定义为模式2。该模式下逆变器在与直流环节P点断开情况下运行。

当开关S13导通且S14关断时，定义为模式3。该模式下逆变器与直流环节N点断开情况下运行。

当开关S13和S14均关断时，定义为模式4。直流侧与逆变器断开，逆变器仅与交流侧有电气连接。

1.2 H14逆变器的共模电压特性

三相逆变器共模电压定义为星形负载中性点和直流母线中性点之间的电位差。三相电压源型逆变器中共模电压的数学表达式为[10]：

(1)

文中假设H14逆变器的中点电位为理想平衡情况，且各相同类型开关器件的特性相同。因此，H14逆变器直流侧两个分压电容电压相等，即VP=VN=Vdc/2，其中VP和VN分别对应电容C1和C2电压。所有关断的IGBT均视为无穷大的等效电阻，用R表示。各模式下H14逆变器共模电压分析如下。

1.2.1 模式1下的共模电压

在运行模式1下，H14逆变器的工作特性与3L-NPC逆变器相同。模式1下H14逆变器的共模电压与3L-NPC逆变器的共模电压相同。

1.2.2 模式2下的共模电压

当H14逆变器工作在模式2下开关状态PPP时，H14逆变器的简化等效电路如图2所示。

图2 模式2下PPP时H14逆变器等效电路Fig.2 Equivalent circuit of H14 inverter when applied PPP under Pattern 2

钳位二极管Di1正向导通，Di2反向截止(i=a,b,c)，对A相而言，电容C2、关断的Sa3和Sa4对应的等效电阻构成了回路1，回路电压方程为：

uSa3+uSa4-VN=0

(2)

电容C1与C2、关断的S13、Sa3和Sa4等效电阻构成回路2，回路2中关断的S13等效电阻电压为：

uS13=VP+VN-uSa3-uSa4

(3)

则H14逆变器三相输出电压为：

ua=uao=-uS13+VP=ub=uc=0

(4)

根据式(1)，计算得到PPP下的H14逆变器共模电压为0。以此类推，可计算得出模式2其他开关状态下的共模电压。

1.2.3 模式3下的共模电压

图3为H14逆变器模式3下开关状态PPP时的等效电路。

图3 模式3下PPP时H14逆变器等效电路Fig.3 Equivalent circuit of H14 inverter when applied PPP under Pattern 3

关断的Si4(i=a,b,c)等效的电阻并联，该等效并联电阻记为Rs1。则电容C1、关断Sa3的等效电阻、钳位二极管Da2构成回路1，电容C1与C2、关断的Sa3、S14对应的等效电阻和等效并联电阻Rs1构成回路2。H14逆变器的输出电压方程为：

uSa3-VP=0

(5)

uSa3+uRs1+uS14=VP+VN

(6)

(7)

(8)

模式3开关状态PPP下的H14逆变器共模电压为Vdc/2。同理可得模式3其他开关状态下逆变器的共模电压。

1.2.4 模式4下的共模电压

图4为H14逆变器模式4下开关状态PPP时的等效电路。

图4 模式4下PPP时H14逆变器等效电路Fig.4 Simplified circuit of H14 inverter when applied PPP under Pattern 4

其中关断的Si3和Si4(i=a,b,c)的等效电阻先各自同相串联后并联，等效电阻定义为Rs2。该模式下电容C1与C2、对应关断的S13和S14等效电阻和Rs2构成一个回路。回路中的电压方程如下：

uS13+uRs2+uS14=VP+VN

(9)

(10)

(11)

该运行模式下，开关状态PPP对应的H14共模电压为Vdc/8。模式4下逆变器其他开关状态所对应的共模电压可同理计算。

对于3L-NPC逆变器而言，每相有三种开关状态，共有27个空间矢量。综合各运行模式，计算得出H14逆变器不同模式下不同开关状态对应的共模电压，如表1所示。

表1 H14逆变器不同开关状态下的共模电压Tab.1 CMV of H14 inverter with different vectors

2 H14逆变器的控制方法

如表1所示，与传统3L-NPC逆变器相比， H14逆变器在不同的模式下产生较小的共模电压甚至为零的共模电压，控制H14逆变器的辅助开关即可实现对共模电压的抑制。在正小矢量作用时进行模式间切换，H14逆变器可抑制共模电压且未大幅度提高开关损耗。此外，避免H14逆变器脱离直流环节而无法正常工作，运行模式4仅作为理论参考。辅助开关S13和S14的开关规律设置为：S13在PPO、OPP和POP时关断，S14在ONN、NNO和NON时关断，工作在其他开关状态时，S13和S14导通。驱动信号表示为：

(12)

本文提出辅助开关的开关函数S生成辅助开关的驱动信号，该函数的数学表达式为 ：

(13)

式中Si表示i相开关变化(i=a,b,c)，用+1,0,-1分别表示P,O,N三种状态，Si={1,0,-1}，S取值范围为{-3.-2.-1.0,1,2,3}，对比开关状态与S取值范围发现，逆变器处于六个正小矢量的开关状态时对应的S为：

(14)

则S13和S14的驱动信号可通过S表示为：

(15)

基于式(15), 辅助开关S13和S14满足开关规律，H14逆变器选择性地切换到模式2和模式3，相应的共模电压幅值从Vdc/3降低到0。除辅助开关外，其他开关器件基于传统SVPWM方法进行控制。与3L-NPC逆变器相比，扇区Ⅰ-1内H14逆变器中S13和S14的开关序列及对应共模电压如图5所示。

图5 Ⅰ-1扇区的开关序列及对应的共模电压Fig.5 Switching sequence and its homologous CMVs of sector Ⅰ-1

3 实验验证

使用RT-Lab半实物仿真平台对H14逆变器进行硬件在环(HIL)实验验证。实时仿真机型号为OP5600，系统主要参数为电网频率50 Hz，逆变器侧电感5 mH，网侧电感0.6 mH，滤波电容50 μF，直流侧电容C1=C2=6 500 μF，直流侧电压600 V，开关频率5 kHz，额定功率10 kW。

考虑电流纹波的影响，分析了A相网侧电流，如图6， 3L-NPC逆变器相电流基波幅值为20.06 A，THD为1.76%，H14逆变器相电流基波幅值为20.09 A，THD为2.87%。后者THD略高，主要为五次与七次谐波，可通过合理设计网侧滤波器治理[13-15]，但H14的高次谐波降低，如：9次谐波，11次谐波等，因此，从频域分析来看，H14逆变器具有一定优势。

图6 3L-NPC与H14逆变器相电流对比Fig.6 Comparison of phase current between 3L-NPC and H14 inverter

采用相同平衡算法的情况下对比了稳定后3L-NPC逆变器和H14逆变器的直流电容电压和中点电位差(Δu=VP-VN)波形，见图7、图8。设中点电位滞环环宽为1 V，可见在相同的系统参数下，H14逆变器的中点电位差略大，但依然满足±1 V的范围。H14逆变器不会导致中点电位失衡。

图7 3L-NPC逆变器的中点电位Fig.7 Neutral-point voltage of 3L-NPC inverter

图8 H14逆变器的中点电位Fig.8 Neutral-point voltage of H14 inverter

考虑直流电压利用率，对线电压进行分析，如图9所示。3L-NPC逆变器线电压基波幅值为597.7 V，THD为1.16%，H14逆变器为597.3 V，THD为2.29%。直流电压利用率为线电压基波幅值与直流电压比值，3L-NPC逆变器的直流电压利用率为99.62%，H14逆变器的直流电压利用率为99.55%，两者相差很小。

图9 输出线电压波形及频谱Fig.9 Waveforms of Vab and its spectrum

对逆变器的功率进行计算得到两者的功率损耗与转换效率，如表2，相比3L-NPC逆变器，H14逆变器功率损耗略有增加，效率下降了1.17%。

表2 功率损耗与效率Tab.2 Power loss and efficiency

关于逆变器共模电压的情况，图10(a)为3L-NPC逆变器和H14逆变器共模电压的局部放大波形；图10(b)为3L-NPC逆变器的共模电压实验波形，最大幅值为200 V(Vdc/3)，图11(c)为H14逆变器在辅助开关作用下的共模电压实验波形，最大幅值为100 V(Vdc/6)。对比共模电压波形，H14逆变器将共模电压幅值从200 V(Vdc/3)降低到0 V，且将共模电压的幅值控制在100 V(Vdc/6)的范围内。

图10 共模电压波形Fig.10 Waveform of CMV

4 结束语

针对光伏逆变器的共模电压问题，本文提出了适用于光伏系统的三相三电平H14逆变器拓扑结构及其控制方法。推导和分析了H14逆变器四种运行方式下的共模电压。依据H14逆变器的共模电压特性，设计了H14逆变器辅助开关的控制规律，通过控制H14逆变器在各运行模式间有秩切换，抑制共模电压。仿真与HIL实验验证了H14拓扑结构及其控制方法在抑制共模电压方面的有效性。