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考虑光伏系统多输入背景下的高增益单相微逆变器的设计

2022-01-27温建华

电力系统及其自动化学报 2022年1期
关键词:高增益电平电容器

温建华

(广州城市职业学院,广州 510000)

近年来,分布式光伏PV(photovoltaic)发电技术因其可靠性、效率、灵活度及功率密度高等优势,受到越来越多的关注。与传统集中式PV并网逆变系统相比,在光照不均或局部阴影等不利环境条件下,微型光伏并网系统具有较强的适应性,各集成模块均能实现最大功率点跟踪MPPT(maximum power point tracking)控制。功率调节器PCU(power conditioning unit)能够提高PV系统的功率转换效率和系统可靠性。PV系统PCU包括集中式逆变器、串式逆变器、基于模块的逆变器和微逆变器MI(mi⁃cro-inverter)等。MI具有众多优势,包括初始安装成本灵活;在无光照环境也能高效运行;“即插即用”模块化操作;可扩展性好等[1]。然而,MI的推广需面对3个方面的挑战[2]:①PV组件电压较低,必须采用升压后的电压增益拓扑;②逆变器寿命和PV电池板寿命的权衡;③大型PV系统使用MI后,会增加很多成本。

对于大型PV系统,常见的基于变压器原理的逆变器拓扑的尺寸、质量和成本均增加,且效率有所降低。多电平无变压器拓扑结构中的第一级boost变换器不适合作为有效串联电阻ESR(effec⁃tive series resistor)来限制电压转换比,需要级联多个boost转换器以实现所需增益[3]。但是,随着组件数量增加,成本增加,系统可靠性降低,考虑MPPT的单级无变压器拓扑逐渐被关注[4]。耦合电感可用于单级MI拓扑中,得到高增益升压电路[5]。由于泄漏能量会导致高压应力、大的开关损耗和严重的电磁干扰问题,因此可采用谐振电路[6]、无源缓冲电路或有源钳位电路[7]来进行泄漏能量的消除,但使拓扑结构更加复杂。文献[8]提出一种可扩展单元的高增益升压Cuk变换电路,该电路不仅继承了经典Cuk电路输入输出电流连续、低纹波等优点,而且能够在避免极限占空比的情况下实现大电压变比。文献[9]针对更多无源和有源元件,提出基于可逆和非可逆型Cuk转换器逻辑组合的拓扑,其效率约为90%,增益不超过输入电压的3倍,显然,不适合单个PV运行。

此外,单个PCU的使用寿命受到直流链路电容器的限制,在不降低效率的情况下,减少所需电容成为MI应用的关键技术。将辅助电路连接到直流链路来实现有功功率解耦可以降低所需电容[10],然而,其附加元件的损耗会降低转换器的效率。为了克服上述问题,引入单级多输入转换器MIC(multiinput converter)[11]。MIC将不同功率和电压的各种电源集成在一起,为负载供电,其具有电路拓扑简单、可靠性高、能够集中控制、体积小和制造成本低的特点[12-14]。

文献[12]提出一种由全桥DC/AC逆变器集成的多输出DC-DC-变换器,每个输出端均可以单独或同时输送到电网。然而,该变换器的实现需要大量的元件,不仅增加了系统成本,还降低了系统的可靠性。文献[15]使用较少的元件,设计了一种处理2个电源的高增益PCU逆变器,但它需要2个不同电压等级的直流链路,其中1个直流链路电压是另1个的2倍。因为每个直流链路电容器通过其相应的输入端独立充电,这种配置不可能单输入运行,在阴天可能会非正常工作。此外,每个直流链路都需要单独的电压控制回路,需要高电容值来维持2个直流链路电容器的电压,使控制系统较复杂。

综上,本文提出了一种基于3脚开关的双输入高增益单相MI拓扑结构。首先,介绍所提出的拓扑结构及其工作模式、调制技术和元器件额定值;然后,给出该MI并网运行的控制方案;最后,在并网和独立运行条件下,验证了MI在双输入运行、单输入运行和单PV元件无光照等不同运行条件下的有效性。

1 高增益单相MI的拓扑

图1给出了本文所提MI的n电平配置。该MI由2个3脚开关和由电容器组成的直流链路构成,可以单独或同时采集2个PV组件的功率,并且具有电容电压自平衡能力。此外,直流链路的模块化配置具有4方面的优点:①多电平输出电压降低了对滤波的要求;②升压电路可以获得非常高的增益;③通过增加输出电压电平的数量可以使用相对较低的电容值;④只需要1个直流链路电压控制回路,从而简化了控制系统的设计和实现。

单个PV组件通过DC-DC转换器连接到逆变器,直流链路包括电容器C0和n个开关电容器SC(switched capacitor),每个SC包括1个电容器Ck和3个开关Sk1、Sk2与Sk3。根据开关状态,将直流链路电容器串联或并联,形成不同的输出电压电平。输出电压电平数Nvol、所需开关个数Ndc_swit和电容器个数Ndc_cap可分别表示为

式中,n为SC的个数。

由式(1)~(3)可知,7电平拓扑结构需要3个电容器和6个开关,图2给出了可能的直流链路电容器连接图。

图1 所提MI的n电平配置Fig.1 Proposed MI with n-level configuration

图2 不同直流链路电压的SC连接Fig.2 SC connections for different DC-link voltages

1.1 运行模式

所提MI拓扑下部开关S1和S2及中上部开关D3-D6的主体二极管用于提高PV组件的输入电压,可将S1、S2命名为升压开关。另外,开关S3-S6实现了DC-AC变换,即实现逆变过程,可将S3-S6命名为逆变开关。每个PV组件的MPPT算法决定了相应的下部开关的开/关周期。所提出的拓扑有两种运行模式。

模式1充电模式。在该模式下,开关S1、S2接通,电感的充电电压VLi可表示为

式中:Li为电感值;VPVi为第i个PV组件的电压。

为了获得最佳性能,应该同时打开S1和S2,采用锯齿波产生开关脉冲,在此模式下,上、中部开关可以实现DC-AC转换。采用电平移位载波的脉冲宽度调制技术来调整S3-S6以及开关Sk1、Sk2和Sk3的连接,以产生所需的电压。对于所提拓扑的7电平结构,需要6个载波,载波垂直叠加,图3给出了载波波形以及逆变调制信号,三角载波从下到上分别为vcr3-、vcr2-、vcr1-、vcr1、vcr2和vcr3,载波的幅值为1,调制信号幅值为3。

图3 7电平结构逆变器的载波和调制信号波形Fig.3 Waveforms of carriers and modulation signal for an inverter with 7-level structure

逆变器的最大调制指标值与DC-DC转换器的升压比有关,即

式中:Mmax为逆变器的最大调制指数;Dst1、Dst2分别为开关S1、S2的占空比。占空比可表示为

模式2放电摸式。当下开关S1、S2关断时,电感通过上、中部开关二极管向直流链路电容器放电。在此期间,直流链路电容器并联,如图2(a)所示。因此,电容器可实现电压自平衡,电容器电压VC可表示为

式中:为电容C0的电压;为电容C1的电压;为电容C2的电压。

图4给出了1个开关周期内的开关状态,表1给出了实现升压和逆变时,不同的开关状态,其中Vinv为逆变器输出电压。

表1 采用不同的开关状态来实现升压和逆变操作Tab.1 Boosting and inverter operations realized by different switching states

图4 1个开关周期内的开关模式Fig.4 Switching pattern of one switching cycle

1.2 设备应力

表2给出了MI拓扑的设备应力值,其中,Igrid为主网电流;Imax为PV在最大功率点运行时的电流。由于是升压电路,MI输入电流的均方根值总是大于输出电流的均方根值。

表2 设备应力参数Tab.2 Parameters of device stress

1.3 无源元件设计

直流链路电容器的设计应满足以下2个目标。

目标2通过限制直流链路的电压变化来实现MPPT算法。因此,直流链路电容器电容为[16]

式中:P为总功率;n为开关电容器的个数;ω为电网频率,单位为rad/s;vripple为峰间电压纹波。

由式(8)可知,减小电容器的电容值除了通过增加电容器的数量外,还可以增加输出电压电平和增益。另一方面,升压变换器的电感Li被用于限制输入电流的开关纹波,其计算公式为[17]

式中:Dsti为Si的占空比;VPVi为PVi的电压;fsw-dc为升压变换器开关频率;ΔIripple_i为第i个PV组件的峰间纹波电流。

2 MI的控制系统

本文所提MI的控制系统如图5所示。其由3个模块组成。

图5 逆变器的控制系统Fig.5 Control system of the proposed inverter

(1)MPPT算法模块。该模块采用扰动观察P&O(perturbation and observation)法,其输出决定了下一部分开关的状态。

(2)直流链路电压调节模块。该模块采用比例积分控制器,其传递函数为

式中:Gdc(s)为电压调节模块比例积分控制的传递函数;Kpdc为直流链路电压系数;KI为电流环的比例系数。

由于直流链路电容器上的所有电压在2种工作模式下都能自平衡,因此只需1个电压控制回路。此模块确定第3个控制回路的参考电流。

(3)逆变器输出电流控制模块。该模块采用比例与谐振控制器,其传递函数为

式中:GP(s)为电流控制模块的传递函数;KP为逆变器输出的电压系数。

3 逆变器性能检验

3.1 独立运行

由表2的系统参数,构建1个7电平拓扑逆变器模型,将其连接到1个RLoad负荷上,并将表2中所列规格的2个PV板连接到逆变器上。由式(8)、式(9)得出所需的直流链路电容和升压电感(分别采用7%纹波电压和12%纹波电流)。该控制方案采用由DS1006开发板和可编程门阵列FPGA(fieldprogrammable gate array)板组成的仿真系统来实现,在双PV输入、单PV输入和部分遮蔽的不同工作条件下进行实验研究。

3.1.1 双PV输入

双PV输入时,每条支路上的输入端口连接2个PV组件,为了验证本文所提拓扑的高增益,直流链路中每个电容器的参考电压设置为130 V。图6给出了PV系统的电流和电压;图7给出直流链路电容器的电压,其中,纵坐标轴中“物理量→”表示对应物理量纵轴0刻度位置(后文图中表示方法相同);图8给出了直流链路总电压VDC和逆变器输出电压Vinv的波形,其直流增益约为14(从28 V到390 V);使用MATLAB/Simulink重新绘制逆变器输出电压与谐波如图9所示。根据输入和输出的测量值,可确定输入和输出功率,由图6和图8测量值可知,输入、输出功率分别为296 W和270 W,逆变器效率约为91%。图10给出了一个支路开关上的电压应力,对于下部开关,最大阻断电压等于级电压(130 V)。逆变器开关最大阻塞电压可以达到电压电平的3倍(390 V)。

图6 独立运行时双PV输入下的光伏电流和电压Fig.6 PV voltage and current when operating two PV modules under stand-alone conditions

图7 独立运行时双PV输入下的直流链路电容电压Fig.7 DC-link capacitor voltage when operating two PV modules under stand-alone conditions

图8 独立运行时双PV输入下的波形Fig.8 Waveforms when operating two PV modules under stand-alone conditions

图9 逆变器输出电压及其谐波含量Fig.9 Output voltage from the inverter and its harmonics content

图10 支路三开关的电压应力Fig.10 Voltage stress on three switches of one leg

3.1.2 单PV输入

将单个PV阵列连接到1个支路的逆变器输入端,第2个输入端口保持打开,PV电流和电压波形如图11所示,由图11可以确定PV电流和电压值;直流链路的电容器采用与第3.1.1节中相同的参考电压,如图12所示,由图12可知,直流链路电容电压无变化。可见单PV输入对直流链路电容电压没有影响,输出电压如图13所示。

图11 独立运行时单光伏输入下的PV电压和电流Fig.11 PV voltage and current when operating one PV module under stand-alone conditions

图12 独立运行时双PV输入下的直流链路电容电压Fig.12 DC-link capacitor voltage when operating two PV modules under stand-alone conditions

图13 独立运行时双PV输入下的实验波形Fig.13 Experimental waveforms when operating two PV modules under stand-alone conditions

3.1.3 部分遮蔽条件

在本实验中,将两个PV阵列连接到逆变器输入端。运行期间,在模拟遮蔽情况时,4个PV阵列被部分覆盖,PV电压和电流波形如图14所示,由图14可知,其中1个PV的电流突然减小,表示实验开始遮蔽。遮蔽条件对电容器电压、负载电压和电流的波形如图15所示,由图15可知,电容器电压在恢复其预定参考值之前短时间内下降。因此,由于PV功率的降低,负载电压和电流已定为新值。

图14 独立运行时遮蔽条件下的PV电压和电流Fig.14 PV voltage and current during partial shading under stand-alone conditions

图15 独立运行时遮蔽条件下的实验波形Fig.15 Experimental waveforms during partial shading under stand-alone conditions

3.2 并网运行

RT-LAB具有使用暂态解算器和组件库进行实时并行计算的能力,利用RT-LAB进行实验仿真,验证了该拓扑在网络约束下的性能,并得到与硬件实验结果相似的仿真结果。表3给出了本文所用系统参数,为了验证控制系统的正常运行以及2个PV元件的分布式MPPT运行,在稳态条件下进行了两次实验,其中2个PV元件在表4所列的标准条件下运行,PV1光照辐射从1 000~600 W/m2变化。

表3 并网运行的系统参数Tab.3 System parameters for grid-tied operation

表4 独立运行的系统参数Tab.4 System parameters for stand-alone operation

3.2.1 双PV输入

并网运行时双PV输入下的PV电压和电流波形如图16所示,由图16可知,2个PV的平均电压分别为24.7 V和24.8 V,平均电流分别为7.4 A和7.3 A。因此,2个PV的MTTP效率约为96%,说明直流电容器性能良好。并网运行时双PV输入下的直流电容器电压波形如图17所示,由图17可知,参考值设为105 V时,最小峰间电压约为7 V,反映了电压控制回路的正常运行及电压自平衡的有效性。并网运行时双PV输入下的逆变器输出电压、电网电压和电网电流波形如图18所示,由图18可知,电网电压和电流波形反映了电流控制回路的有效运行。

图16 并网运行时双PV输入下的光伏电压和电流Fig.16 PV voltage and current when operating two PV modules under grid-tied conditions

图17 并网运行时双PV输入下的直流电路电容电压Fig.17 DC-link capacitor voltage when operating two PV modules under grid-tied conditions

图18 并网运行时双PV输入下的逆变器输出电压、电网电压和电网电流Fig.18 Output voltage from the inverter,grid voltage and grid current when operating two PV modules under grid-tied conditions

3.2.2 遮蔽实验

遮蔽实验中PV2辐射从1 000~600 W/m2变化。图19为并网条件下遮蔽组件PV1电压和电流,由图19可知,当遮蔽PV的电流由于其辐射变化而变化时,从正常天气条件的模块PV1得到的电流没有改变并且仍然处于其最大值,确保了在遮蔽条件下的分布式MPPT运行。图20给出了电容器电压和电网电流的波形,其结果证实了电压控制回路的良好性能,以及在阶跃瞬态变化期间直流链路电容器仍具有有效自平衡性能。

图19 并网条件下遮蔽组件PV1电压和电流Fig.19 PV voltage and current with shading of PV1 module under grid-tied conditions

图20 并网条件下含遮蔽组件PV1的直流链路电容电压和电网电流Fig.20 DC-link capacitor voltage and grid current with shading of PV1 module under grid-tied conditions

4 基于品质因数的性能比较分析

为突出本文所提MI拓扑结构的优势,与文献[9]、文献[12-13]、文献[15]、文献[18-20]的拓扑结构进行了比较研究。考虑设计系统的成本和效率,用于对比的拓扑不使用变压器或额外耦合电感,也不实现高增益,根据应力来比较成本,总元件应力VSE基于半导体元件数量[21],即

式中,VSEi为半导体元件Ei上对应的电压应力。

每个逆变器都有不同的输入、输出电压,它们对应的应力也不同,因此,规范化元件应力Anor.E为

式中,VDC为直流链路电压(升压电压)。

可见,MI利用所需的最小半导体应力实现了高增益(从单个PV板到电网电压)。升压电路的高增益根据所获直流电压除以峰值输入电压来计算。为测量相对半导体元件实现高增益目标的所需应力,采用品质因数QF测量拓扑性能,即

式中,B为拓扑增益,其计算方式为所获得的直流电压除以所需的最大单输入电压。

表5给出了不同拓扑结构的比较结果。由表5可知,与其他方法相比,本文所提MI拓扑能够多电平输出,增益更高、品质因数更高、电容值更低。

表5 不同拓扑结构的比较Tab.5 Comparison among different topologies

品质因数与占空比的关系如图21所示。由图21可知,本文所提拓扑具有更高的品质因数,这意味着,该方法能达到使用较低元件应力实现较高增益的目的,且相比其他方法更占优势。文献[15]中的拓扑使用的元件数量较少,但其具有局限性:①使用2个不同电压等级的直流链路电容器,需要将其中1个输入连接到2个串联PV组件上,PV之间无法实现完全分布式MPPT;②由于每个直流环节电容器都有自己的电压控制回路,所以需要1个复杂的控制系统;③每个直流链路电容器通过其相应的输入独立充电,必须连接2个输入才能正常工作,这意味着在部分遮蔽、清洁、维护或故障条件下,必须完全断开系统。与文献[12]、文献[20]的同时支持单输入和双输入拓扑结构相比,本文采用了12个开关,并提出了新的拓扑结构,具有更高的增益、多电平工作状态、更低的电容值和更高的效率。文献[20]使用了6个开关,但其电压增益不足以并网,其效率很低,只有89.7%。文献[12]使用了6个开关和6个二极管,但电压增益较低。本文所提方法虽然增加了元件数量,但在增加数量不多的情况下,所获性能收益却非常大。例如,本文所提拓扑通过增加SC数量提供模块化操作,在相同功率水平下,降低了每个电容器的电容值,增加了电压增益。

图21 品质因数与占空比的关系Fig.21 Quality factor versus duty cycle

5 结语

本文设计了一种通用输入型PV并网系统,该拓扑采用模块化的SC网络实现了高电压增益和多电平运行,在高直流链路电压下实现功率解耦,而且直流链路电容值较低。与其他无变压器MI相比,本文提出的MI可以单输入或双输入运行,具有可调的高电压增益。此外,引入品质因数作为评估指标,将本文所提拓扑与其他方案进行了比较,结果表明,该拓扑的品质因数较高,从而证明了所提拓扑的优势。多电平输出电压减少了系统谐波,使用SC配置可以实现电容电压的自平衡。在直流链路中加入较多电容器,虽然提高了系统总成本,但能够降低每个电容器的电容值,提高了系统的寿命和可靠性,并且无论电网电压多大,增加电压增益均能使这种拓扑结构适合并网。实验结果得到的增益为14,效率为91%,且为全分布MPPT,证明了所提拓扑结构的优越性。

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