应用于探测的220 GHz收发前端 *

何 月，田遥岭，刘 戈，黄 昆，邓贤进，苏 伟

(1. 中国工程物理研究院 微系统与太赫兹研究中心, 四川 成都 610200; 2. 中国工程物理研究院 电子工程研究所, 四川 绵阳 621900)

太赫兹技术是目前信息科学技术研究前沿与热点领域之一[1-4]，其中基于固态电子学的电路级联来实现的太赫兹源和检测器，结构相对紧凑，容易集成系统，而且可以在室温环境下工作，是目前实现高功率太赫兹源和高灵敏度太赫兹接收的一种重要方法[5-13]。基于固态电子学的太赫兹雷达探测手段已逐渐走上应用，在机场安检、跑道异物检测、缩比模型雷达散射截面测量等方面具有重要用途。在太赫兹雷达探测应用中，对太赫兹收发链路前端的功率、相位噪声、噪声系数和灵敏度有着较高的要求，因此在设计太赫兹前端过程中，需要尽可能提高输出功率和接收机的噪声系数指标。

1 220 GHz收发前端方案

220 GHz发射前端采用Ka波段二倍频器、V波段二倍频器、高阶E波段带通滤波器、E波段多路合成功率放大器以及基于肖特基二极管的220 GHz三倍频器实现多级倍频放大。220 GHz接收前端采用Q波段放大器、基于肖特基二极管的110 GHz二倍频器和220 GHz谐波混频器以及中频放大链路，其中中频放大链路采用中频低噪放、中频滤波器、中频可调衰减器。220 GHz发射和接收前端原理如图 1和图 2所示。

图1 220 GHz发射前端原理框图Fig.1 Principle block diagram of 220 GHz transmitter front end

图2 220 GHz接收前端原理框图Fig.2 Principle block diagram of 220 GHz receiver front end

2 220 GHz发射前端

发射前端主要性能指标包括发射功率PRF、发射信号谐波抑制、信号带宽等。发射前端中E波段四倍频器采用Ka二倍频器和E波段二倍频器组成，中间会存在交调分量，因此后级E波段滤波器需要对高阶谐波分量进行抑制，同时保证低损耗传输，以保证发射信号的信噪比。为了实现太赫兹发射功率强度，需要保证E波段功率合成器的输出功率，以推动后级倍频器功率输出。

(a) 输出功率(a) Output power

(b) 频谱特性(b) Spectral characteristics图3 E波段倍频器测试结果Fig.3 Measured results of E-band frequency multiplier

E波段四倍频采用商用芯片公司的芯片实现。传输线采用0.254 mm厚度的Rogers 5880，微带线线宽为0.74 mm。采用电磁仿真软件HFSS进行腔体谐振点以及无源探针结构、弯波导结构仿真。图3显示了E波段4倍频器输出功率的测试结果，在66～79 GHz频率范围内，输出功率大于20 mW，最大值出现69 GHz处为52 mW，为了测试E波段四倍频器的频谱特性，采用频谱扩展进行73 GHz处频率特性测试如图3所示，可以发现信号无杂散，信号质量良好。

E波段滤波器的主要作用为滤除输入信号的4次谐波以外的谐波信号，保证输出信号的杂散信号的抑制。设计中的带通滤波器采用切比雪夫低通原型滤波器设计。经过前面分析，倍频器主要的谐波分量为三次谐波和五次谐波，因此设定E波段滤波器的中频频率为73 GHz，带宽为9 GHz，带外抑制大于30 dB(下边带53.25～57.00 GHz，上边带85～96 GHz)。采用切比雪夫低通原型滤波器的衰减特性公式计算滤波器的阶数n为7。E波段波导滤波器采用H面阶梯耦合窗口实现，但在实际加工中很难加工垂直的转角，一般在外直角处倒一定的圆弧。采用传统矩形波导模式匹配法无法计算引入圆弧的S参数，因此需要对圆弧处的阻抗变换器进行计算。在三维电磁仿真软件中仿真图4所示结构模型，得到S参数，根据电路理论采用ABCD矩阵可以得到K变换器的参数值。由对应的K值与附加相移值，扫描阶梯的宽度a1即可获得所需的K值，再调节每个谐振器长度L实现相应频率的谐振，从而产生所需的滤波器结构。

(a) 理想阶梯模型 (a) Ideal step model

(b) 引入倒角的阶梯模型(b) Step model with chamfering

(c) 等效电路(c) Equivalent circuit

(d) K变换等效电路(d) K-transform equivalent circuit图4 波导滤波器H面不连续等效模型Fig.4 Equivalent model of H-plane discontinuity in waveguide filter

最终在电磁仿真软件中建立如图5(a)所示仿真模型，图5(b)展示了考虑倒圆角的矩形系数，得到E波段滤波器仿真结果，69～79 GHz频率范围内插损小于0.3 dB，反射系数小于-20 dB，在三次谐波和五次谐波处抑制大于35 dB，满足设计要求。

(a) 仿真模型与加工实物图(a) Simulated model and object

(b) 仿真结果(b) Simulated result图5 耦合系数计算得到的E波段滤波器Fig.5 E-band filter obtained by coupling coefficient calculation

为了实现220 GHz发射前端足够功率(大于10 mW)的输出，前级驱动放大器的功率必须足够大，采用商用芯片4路合成来实现。对于单个芯片跟E波段四倍频器一样，为防止芯片腔体内部在工作频率范围内产生谐振点，需要对腔体结构的尺寸进行设计，必要时采用吸收方阻TaN来抑制谐振点的产生。图6(a)、图6(b)展示了由5片商用芯片实现的4路功率合成E波段功率放大器腔体仿真结果，可以看出E波段功率合成器无源结构在68～78 GHz频率范围内反射系数小于-20 dB。由于E波段功率合成器采用5片功放芯片4路合成，功耗较大，因此合成器腔体结构设计时必须做散热处理。图6(c)显示E波段功率合成器最大输出功率接近300 mW，工作带宽大于68～82 GHz。

太赫兹三倍频器电路结构主要分为平衡式电路和非平衡式电路[11-12]，平衡式电路具有基次倍频效率高、带宽宽等优点，但由于平衡式电路结构需要借助电容进行直流偏置，采用混合集成方式实现三倍频电容偏置比较困难，且对装配要求比较高，因此往往只在集成单片电路中才会利用平衡式电路结构实现三倍频器。非平衡式电路则采用常用的二次倍频电路结构实现，电路呈对称结构，电路依靠滤波器结构和减高波导实现二次谐波的抑制以及三次倍频信号的传输。采用谐波平衡仿真方法建立三倍频器等效电路模型和三维结构，如图7所示。设计中采用太赫兹平面肖特基二极管的直流电阻为15 Ω，内电势为0.93 V，理想因子为2.4，饱和电流为8.85×10-13A，单管零偏置为16 fF。倍频器电路采用50 μm石英基片(εr=3.78)微带电路形式。

(a) E波段功率合成器无源结构仿真模型(a) Simulation model of passive structure in E-band power synthesizer

(b) 合成仿真结果(b) Simulated result of synthesis

(c) 功率测试结果(c) Measured Output power result图6 E波段4路功率合成器Fig.6 E-band 4 channels power combiner

220 GHz非平衡式三倍频器测试与仿真结果如图8所示，由图8可知，非平衡式三倍频器在219 GHz频率处最大功率为11 dBm，最大倍频效率大于5%，在214～226 GHz频率范围内，输出功率大于5 dBm。图9展示了最终的220 GHz发射前端的实物图，结构尺寸小于100 mm×40 mm×30 mm，紧凑型的结构布局方便实现太赫兹发射链路的系统小型化集成。

(a) 等效电路模型示意图(a) Schematic diagram of equivalent circuit model

(b) 三维电磁仿真结构(b) 3D electromagnetic simulated structure图7 220 GHz非平衡式三倍频器的仿真电路结构Fig.7 Simulation circuit of 220 GHz unbalanced frequency multiplier

图8 220 GHz非平衡式三倍频器测试与仿真结果Fig.8 Simulated and measured result of 220 GHz unbalanced frequency multiplier

图9 220 GHz发射前端实物图Fig.9 Physical picture of 220 GHz transmitter structure

3 220 GHz接收前端

相对于220 GHz发射前端来说，220 GHz接收前端的本振驱动所要求的功率较低(2～5 mW)，因此设计前级驱动只要满足带宽和功率要求即可。前级驱动主要包括36 GHz功率放大器以及108 GHz三倍频器。108 GHz阻性平衡式三倍频器采用阻性肖特基二极管UMS公司的DBE105a，通过两个芯片反向并联形成平衡结构，如图10(a)所示。微带线结构采用宽度为700 μm，厚度为127 μm的石英基片，相对介电常数为3.78。最终扫描如图10(b)所示，108 GHz平衡式三倍频器在90～140 GHz频率范围内实现了大于8 dBm的功率输出，且平坦度为±1.5 dB，很好地满足了接收机对前级驱动功率的要求。

(a) 仿真电路结构(a) Simulated circuit structure

(b) 输出功率扫描结果(b) Output power scanning results图10 110 GHz阻性平衡式三倍器仿真Fig.10 Simulation of 110 GHz resistive balanced tripler

由于太赫兹频段低噪声放大器的缺乏，在设计太赫兹频段的接收机时，太赫兹混频器往往作为接收机的第一级使用，因此其噪声系数是极为重要的性能指标。利用太赫兹肖特基二极管设计太赫兹混频器时，建立精确的太赫兹二极管模型是设计低噪声混频器的前提。为了准确对220 GHz固态谐波混频器进行仿真，建立了引入电子热噪声的肖特基二极管完备电气模型，相比简易二极管模型仅有Ij(Vj)和Cj(Vj)来表征非线性，新的模型中增加了耗尽区电阻Repi、惰性电感Li、位移电容Cd、趋肤电阻Zskin以及欧姆接触电阻Zc，如图11所示。二极管的主要性能参数如下：结电容1.5 fF，串联电阻为13 Ω，反向饱和电流为9.1×10-15A，理想因子为1.12，势垒电压为0.69 V。设计太赫兹混频器时，采用紧凑型hammer-head滤波器强谐振结构，替代传统的高低阻抗低通滤波器，尽可能在保证抑制度的前提下降低信号传输损耗。220 GHz太赫兹混频器仿真结构如图12(a)所示。通过控制中频的增益(0～60 dB)来实现接收机60 dB动态范围指标，如图12(b)所示。最后通过Y因子法[13]对220 GHz接收机噪声系数与混频器噪声温度性能进行测试，测试结果如图13所示。220 GHz接收机测试的最低噪声系数为6.3 dB，而220 GHz混频器在205～235 GHz工作范围内，最低双边带噪声温度为600 K，220 GHz接收机的中频范围为0.3～1.2 GHz，中频噪声系数为0.7dB。

图11 肖特基二极管结区电气模型Fig.11 Schottky diode junction model

(a) 220 GHz混频器仿真电路结构(a) Simulated structure of 220 GHz sub-harmonic mixer

(b) 220 GHz接收机结构(b) Structure of 220 GHz receiver图12 220 GHz混频器电路结构与接收结构Fig.12 Circuit structure of 220 GHz mixer and receiving structure

图13 220 GHz混频器噪声温度与接收机噪声系数测试(中频为1 GHz)Fig.13 Measured noise temperature of 220GHz mixer and noise figure of receiver (IF=1 GHz)

4 结论

基于肖特基二极管的非线性研制了210～220 GHz的太赫兹发射链路和接收机，发射机输出功率大于5 dBm，最大输出功率大于10 dBm，接收机最优噪声系数小于6.5 dB，增益动态范围大于60 dB。为了增加发射链路的输出功率和接收机的稳定性，下一步工作将在收发链路中增加220 GHz的功率放大器和低噪声放大器。