电动汽车充电桩谐波放大效应研究

杨 杰，赵巧娥，武晓冬，杨 波

（山西大学 电力与建筑学院，太原 030013）

为了实现“碳达峰、碳中和”，改善环境污染和缓解化石能源的枯竭，我国将电动汽车发展列为了战略发展方向。2020年11月2日，国务院办公厅印发了《新能源汽车产业发展规划（2021-2035年）》，勾勒了新能源行业未来15年的产业发展方向[1]。据最新数据统计，全国充电桩保有量达88.4 万台。但是充电桩一般采用三相不可控整流型，且充电桩在工作时会产生大量的谐波，它的大量接入会导致电网谐波污染[2-5]。目前，已有很多三相不可控整流型充电机投入使用，所以不能再从充电设施本身进一步减少谐波。为此，这些充电站中需要加入APF 来补偿充电桩工作时产生的谐波。工程中，APF 一般并联接入，然而并联APF 在治理电压源型负载时负载侧会产生谐波放大效应[6-7]。文献[8]通过使用电路解析法，研究并联型APF 对电压源谐波负载的治理效果，详细说明了谐波电流放大效应的产生机理，并得出了4 种抑制谐波放大效应的方法。目前针对抑制谐波放大效应使用较多的方法有：①通过串联电感来抑制谐波放大效应，但是串联电感超过一定值时会产生基波压降的问题[9]；②增加不可控整理脉波数或采用PWM 整流方法来抑制谐波放大效应。其中仅有充电桩整流为PWM 整流时可有效治理谐波并抑制放大，但是由于其成本高控制复杂，仅用于特殊场合[10]。因此本文针对采用并联APF 治理三相不可控整流充电生成的谐波时产生的放大效应，从改进APF 检测跟踪策略以及改进APF 拓扑结构两个方面提出抑制充电桩负载侧谐波放大效应的措施。最后通过MATLAB/Simulink 建模验证理论分析的正确性。

1 充电桩并联APF 谐波放大效应分析

电动汽车三相不可控整流充电桩并联APF 的结构如图1所示。并联APF 通过检测谐波电流，然后生成幅值相等但相位相反的补偿电流注入系统中，达到补偿谐波电流的作用。

图1 充电桩并联APF 结构模型Fig.1 Charging pile parallel APF structure model

但是三相不可控整流型充电桩为典型的电压源型负载，由文献[8]可知，并联APF 在治理电压源型负载时，负载交流侧会产生谐波放大效应，并通过理论分析得出电压源型负载在并联APF 前后，负载交流侧的谐波电流比值为

式中：ILn为交流侧电流的n 次谐波分量；为并入APF 后负载侧电流；Zsn为系统侧线路阻抗；ZLn为负载侧等效阻抗；β 为充电桩交流侧谐波电压变化倍数；λ 为谐波补偿率。

由式（1）可知，因为0＜λ＜1，并且通常情况下，非线性负载的交流侧电压变化很小，所以β＝1。所以并联APF 前后谐波电流的比值必然大于1。即并联APF 会使得电压源型非线性负载产生谐波放大效应。对于电动汽车充电桩来说，系统侧阻抗Zsn一般固定且较大，而负载侧等效阻抗ZLn由于电动汽车充电桩是电压源型负载直流侧存在电容，因此等效阻抗ZLn很小，则ZLn/Zsn也很小。假设ZLn/Zsn=0.01，β＝1，λ＝1 时，所以并联APF 治理充电桩前后的负载侧谐波电流比值会很大，谐波放大效应严重。

负载谐波放大效应会产生巨大的危害。例如，它会影响充电桩的正常工作，缩短电池的使用寿命。因此，负载谐波电流放大效应是并联APF 在充电桩中使用所需解决的关键问题。

2 治理谐波放大效应的措施

由式（1）可知，充电桩并联APF 所产生的谐波放大效应与APF 补偿率λ、交流侧电压变化率β、系统侧阻抗Zsn和负载交流侧阻抗ZLn有关。而实际上，比较容易改变的是APF 补偿率λ 和负载交流侧阻抗ZLn。因此，为了补偿谐波并抑制谐波放大效应，可以从降低并联APF 的补偿率或者增大负载侧阻抗两个方面采取措施。本文从改进APF 检测跟踪策略和改进APF 拓扑结构两个方面提出抑制充电桩负载侧谐波放大效应的措施，分别通过降低谐波补偿率和增大负载交流侧阻抗来抑制负载交流侧的谐波放大效应。

2.1 改进APF 检测控制策略

由于电动汽车谐波主要为次谐波，其中5、7 含量最多。因此设计改进APF 检测控制策略。针对5、7 次谐波进行补偿来降低谐波补偿率进而降低负载交流侧谐波放大效应。改进APF 指令检测环节如图2所示。

图2 改进APF 指令检测环节Fig.2 Improved APF instruction detection link

改进ip-iq检测，首先，通过向锁相环（PLL，phaselocked loop）中输入ea获得与系统5、7 次电压同相位的正余弦信号，将电动汽车充电桩交流侧电流iLa、iLb、iLc通过Clark 变换（C32）得出iα、iβ分量，再通过Park 变换（Cαβ-pqn）得到瞬时5、7 次谐波的有功电流ip5、7和无功电流iq5、7，然后由低通滤波器（LPF，low pass filter）滤除电流中的交流部分，输出5、7 次电流直流分量再通过反Park（Cpq-αβ）变换和反Clark 变换（C32）得出充电桩交流侧谐波分量ia5、7、ib5、7、ic5、7，最后将二者相加，输出系统的5、7 次谐波电流分量ia*、ib*、ic*。

为了实现零稳态误差控制在控制环节采用双准谐振控制器并联控制，其传递函数分别为

式中：KR5，KR7是积分系数；ωl为基波频率；ωc为截止频率。

该控制环节在5、7 次谐振频率处增益无穷大，可以实现对5、7 次频率正弦信号的无静差跟踪。APF 电流控制环节如图3所示。ik*为补偿电流；iapf为APF 输出电流；GPWM（s）为PWM 环节的传递函数；G0（s）为APF 的传递函数。通过5、7 次谐波单独的准谐振控制器对谐波进行独立控制，并联比例控制Kp，保证系统在5、7 次谐波处的足够稳定裕度，最终实现对5、7 次谐波的精确补偿。

图3 改进APF 电流控制环节Fig.3 Improve APF current control link

2.2 改进APF 拓扑结构

并入无源滤波器与有源滤波器构成并联型HAPF（hybrid active power filter）的方式来增大负载交流侧的等效阻抗。结构图如图4所示。

图4 改进APF 拓扑图Fig.4 Improved APF topology

图中无源滤波器是由5 次和7 次串联谐振支路构成。此时，负载交流侧阻抗为

式中：1/jωL 为原负载侧交流侧等效阻抗。

令：

则：

因为（1-ω2C0L0）/［1-ω2C0（L0+L）］>1，所以由式（4）可知使用HAPF 后，会使得负载交流侧的阻抗增大，根据式（1）可知，负载交流侧阻抗增大会使得谐波的放大倍数减小。并且无源滤波器也可以滤除负载中部分谐波。其中为了使得无源滤波器的成本最低，采用最小电容法来设计无源滤波器。

3 算例

3.1 谐波放大效应仿真验证

为了证明放大效应，在Simulink 中搭建结构图如图1所示的380 V（20 kW）蔚来ES6 电动汽车直流充电桩并联APF 前后的仿真。并联APF 的控制策略采用PWM 控制方法。主要参数：系统阻抗Ls=0.5 mH，负载交流侧电感为Labc=0.15 mH，负载直流侧电容为C=7 mF，充电桩等效为20 kW 的非线性负载；APF 交流侧电感L=2 mH，直流侧电容C=3.3 mF。由仿真结果可得并联APF 前后系统侧和负载侧的谐波含量：未接入APF 时，系统侧与负载侧的谐波电流畸变率为27.13%；而接入APF 后，系统侧的谐波电流畸变率为5.53%，负载侧的谐波电流畸变率被放大为66.02%，谐波放大效应十分明显。

3.2 改进APF 检测控制策略

为了证明理论分析的正确性，搭建如图2、图3所示的APF 检测与控制环节来抑制谐波放大效应。改进APF 检测控制策略后系统侧和负载侧的谐波电流如图5所示。补偿后负载侧的谐波电流放大效应得到明显抑制，畸变率降为48.62%。但是，系统侧的谐波电流畸变率增加为7.87%，由于降低了谐波补偿率，使得流入系统侧的谐波增大，补偿效果不太理想。

图5 改进控制策略后的谐波电流Fig.5 Harmonic current after improved control strategy

3.3 改进APF 拓扑结构

搭建如图4所示的仿真模型。为了尽可能保证母线电压的稳定，将无源滤波器参数设置为L5=3.8 mH，C5=100 μF，L7＝4.1 mH，C7＝45 μF；与APF 并联构成并联型HAPF 进行谐波补偿，系统侧和负载侧的谐波电流如图6所示。显然，并联HAPF 补偿充电桩谐波时，系统侧谐波电流和负载侧谐波电流得到了明显得改善。无源滤波器加入之后，会与负载侧的阻抗并联使得负载侧总阻抗变大、ZLn/Zsn比值减小，从而抑制谐波的放大效应。补偿后系统侧电流畸变率降为4.58%。同时，负载侧谐波电流的放大倍数也得到了有效的抑制，电流谐波畸变率降为了44.23%。

图6 改进APF 拓扑结构后的谐波电流Fig.6 Harmonic current after improved APF topology

4 结语

由于使用并联APF 补偿三相不可控整流型充电桩时，会产生谐波放大效应，本文通过对特定次谐波补偿的APF 检测跟踪策略改进和对APF 拓扑结构的改进，得出以下结论：①降低谐波补偿率和增大系统负载交流侧的阻抗都能抑制电动汽车充电桩负载侧的谐波放大效应；②通过改进APF 检测控制策略降低谐波补偿率能有效抑制负载侧谐波的放大效应，但是由于其降低了谐波补偿率使得网侧谐波增大；而改进APF 拓扑结构增大负载侧阻抗，不仅能有效抑制充电桩负载侧的谐波放大效应也能有效补偿AAAA 网侧谐波电流。