一种宽输入电压交错并联Boost软开关电路

2021-12-22成庶郭帅邯赵俊栋于天剑向超群伍珣姚建勇

铁道科学与工程学报 2021年11期

成庶，郭帅邯，赵俊栋，于天剑，向超群，伍珣，姚建勇

(1. 中南大学交通运输工程学院，湖南长沙 410075；2. 中车四方车辆有限公司，山东青岛 266000)

随着我国经济的快速持续发展，人们对交通运输速度的要求也日益提高，铁路行业作为一种承载量大、速度快、运营费用低的交通工具，其价值随着经济的发展越来越突出。为了保证通风安全性，车辆内往往会配置一套应急通风系统[1]。其中应急通风电源一般需要经过DC/DC 升压，将车载110 V 蓄电池电源升压至600 V 左右，达到后级逆变器的输入要求。该部分DC/DC 升压电路具有输出电压、负载恒定，且输入电压随使用时间逐渐降低，输入电压范围较大的特点。Boost 电路因其输入电流连续，拓扑简单、成本较低、效率高等特点，是一个十分合适的选择[2-3]。传统的Boost 电路可以通过调节占空比在较宽输入电压范围内恒压恒功率输出,但电路开关为硬开关，随着输入电压的减小，开关占空比增大，电流输出纹波较大，输入电流增大，电路开关损耗增大，效率较低[4-7]。为解决开关损耗问题，国内外有很多学者对DC-DC 软开关进行了大量研究。其中谐振型软开关较多：张建丰等[8]提出一种基于辅助网络的软开关二次型Boost 高增益变换器。通过引入串联辅助网络单元,实现了全部开关管的零电压开通和输出二极管的零电流关断,降低了开关器件的开关损耗，但输入电压范围有限。SAYED 等[9]在基本Boost 电路基础上进行改进，引入谐振电容与耦合电感，通过升压电感与谐振电容谐振，实现零电流开通和零电压关断，同时引入的耦合电感起到电压放大作用，可以在较宽输入电压实现软开关，但电路需要工作在电流断续模式下，效率较低。LEE等[10]提出一种耦合的交错并联Boost电路，能够在较宽输入电压范围内实现零电流开通，但是电路仍为硬关断，效率提升不明显。BAHRAMI等[11]提出了一种谐振钳位辅助电路，在交错并联Boost 电路的基础上引入谐振元件，主辅助电路均实现了零电流开关，但电路引入辅助元件过多，控制复杂，实现软开关的条件比较苛刻。YAN等[12]提出一种磁隔离的双电感升压电路，具有均分输入电流的功能还能降低输入电流纹波、降低电感的磁滞损耗。然而，钳位吸收回路的缺失使得存储于变压器漏感中的能量难以回收利用，并且会导致主功率开关上出现较大的电压尖峰，反而降低转换效率。除谐振型软开关外，大部分非谐振型软开关[13-14]主电路实现了软开关，但辅助开关管仍为硬关断。韦莉等[15]研究的非谐振并联交错Boost 电路，采用辅助开关实现了主开关的零电压导通，但电路拓扑相对复杂，控制较为复杂。BRAGA 等[16]中主开关实现零电流开通，零电流关断，辅助开关实现零电压开关,但是其输入电压范围较小，且控制较为复杂。本文设计了一种新型宽输入软开关电路拓扑，以交错并联Boost 电路为基础，引入由2 个辅助MOSFET，1 个辅助电感和2 个辅助电容组成的辅助电路。通过合理的控制MOSFET 的通断，实现主电路MOSFET 的零电压开通、近似零电压关断，辅助电路MOSFET 的零电流开关，辅助电路的引入并未带来额外的功率损耗，能够有效地提高输出效率。各个MOSFET脉冲驱动的占空比都为50%，通过调节主电路MOSFET 脉冲与辅助电路MOSFET 的脉冲间的相位差进行调节电压增益，控制方式简单，适用于输入电压范围较大的场景。

1 主电路的工作原理分析

1.1 电路拓扑结构

该电路拓扑如图所示，以上下2 个Boost 电路并联为基础，加入软开关辅助电路，由电感L1，L2，MOSFET VT1，VT2，二极管D1，D2、辅助电感Lr，谐振电容C1，C2，辅助MOSFET VT3，VT4以及输出滤波电容C 组成。其中定义L1，VT1，C1与D1为上Boost电路，L2，VT2，C2与D2为下Boost电路。

1.2 主电路的工作原理分析

该电路的工作过程总共分为12 步。为简化分析过程，作出如下假设：1)Vin为理想电压源；2) 输出电容C0足够大以保证输出电压V0保持稳定；3)主电感L1，L2参数相同，且电感量足够大，以保证其电流大小I在一个开关周期内保持稳定；4) MOSFET 并联电容C1，C2大小相等，都为C；5)各元件皆为理想元件。

由于电路具有对称性，所以本文仅分析了前半个周期7个阶段的工作模式，每一种工作模式对应的等效电路如图2 所示，系统工作波形如图3 所示，从上到下分别代表4 个MOSFET 的驱动脉冲、2 个主电路MOSFET 和其并联电容两端的电压值、流经两主电路二极管的电流值、流经辅助电感的电流值大小以及流经2个主电路MOSFET与电容的电流值。以t0时刻为起始进行分析，此时的VT1，VT3处于关断状态，Lr中的电流为0。

图2 各开关模态的等效电路Fig.2 Equivalent circuits for operating mode

图3 工作波形Fig.3 Operation waveforms

模式1：[t0-t1)时间，此段时间内VT1断开，电感L1电流通过D1为负载和电容C 提供能量；VT2处于开通状态，电感L2两端电压为Vin，电流流过VT2进行充电。上Boost 电路电感处于向输出电容供电状态，下Boost 电路电感处于充电状态。在此期间各个主要器件状态变化如下：

模式2：[t1-t2)时间，t1时刻，在ILr为0 的条件下VT3，VT4分别零电流开通与关断，该模式下Lr两端电压为Vout，电流流经VT4的寄生二极管、Lr、VT3与VT2，由0逐渐增大，直到ILr增至与IL1相等。这一阶段内上Boost 电路电感依旧处于向输出电容供电状态，下Boost 电路电感依旧处于充电状态。这一步骤主要为了完成上Boost 电路流过二极管的电流通过辅助电感Lr转移，为二极管的电流降为0，实现自然关断做准备。在此期间各个主要参数变化如下：

模式3：[t2-t3)时间，t2时刻，ILr增至与IL1相等，D1零电流自然关断。L1通过Lr，VT2与输入电源形成回路进行充电；同时VT1的并联电容C1与Lr进行谐振，直到电容C1电压为0。上下Boost 电路电感均处于充电状态，这一模式为接下来上Boost电路主开关VT1的零电压开通提供了条件。在此期间各个器件状态变化如下：

模式4：[t3-t4)时间，t3时刻，Lr与C1谐振至C1电压为零，VT1的寄生二极管导通，此时VT1漏源极电压为零。VT1寄生二极管开通，L1通过VT1进行充电。上下Boost 电路都处于为电感充电状态。在此期间各个主要器件状态变化如下：

模式5：[t4-t5)时间，t4时刻，VT1零电压开通，由于并联电容C2的存在，降低了关断时的dv/dt，从而减小电压和电流的交叠，减小VT2的功率损耗，近似实现零电压关断，在此期间C2电压由0逐渐增加至Vout。各个主要器件状态变化如下：

模式6：[t5-t6)时间，t5时刻，C2电压增加至Vout，二极管D2导通。L1与Lr内的电流流过D2为负载和输出电容C提供能量；电感Lr两端存在与电流方向相反的电压Vout，电流开始逐渐减小。在此期间各个主要参数变化如下：

模式7：[t6-t7)时间，t6时刻，电感Lr内的电流已减小至0，VT4的寄生二极管零电流自然关断，随后VT3也可零电流关断。在此期间各个主要参数变化如下：

至此，电路完成了半个工作周期，实现了L1放电、L2充电向L1充电、L2放电的转换，接下来的半个工作周期与以上分析类似，在此不再赘述。

1.3 输入输出关系

规定辅助开关脉冲滞后主开关脉冲时长为tΔ，根据1.2 节电路工作原理和伏秒平衡原理可得，输出电压与输入电压关系如下：

从式(9)中可以看出，tΔ与Vin呈正相关。所以输入电压Vin变化时，可以通过调节tΔ即辅助开关与主开关驱动脉冲之间的相位差，使输出不变。

1.4 软开关实现条件

若使得软开关能够顺利进行，必须确保在主开关关断的半个周期完成辅助电感内电流的一次充放，以保证在辅助MOSFET 关断时辅助电感中的电流降到0，所以周期内主开关关断时间T必须满足以下条件：

假设输出功率为P，根据对勾函数的渐近线，我们可以得到：

从式(11)中可以看出，在开关频率、输出功率与输出电压一定时，只需设计L、C 使得所需最低输入电压Vmin满足软开关实现后，大于Vmin的输入电压皆可以实现软开关，该电路可在宽输入电压范围内使用。当输入电压小于设定最小预设电压Vmin，不可满足软开关条件时，可通过降低开关频率增大周期T的大小以满足式(10)和式(11)的软开关条件，同时也要根据式(9)调节辅助开关管与主开关管之间相位差以保证频率改变前后输出不变。

1.5 控制方式

从1.2 和1.3 节分析中可以看出，输出增益主要受辅助开关与主开关驱动脉冲之间的相位差控制。所以该电路拓扑的控制脉冲方式如下：主电路开关与辅助电路开关都采用50%占空比脉冲，其中主电路2 个开关脉冲互补，辅助电路2 个开关脉冲互补。通过对输出电压采样值与输出电压设定值进行实时对比，将对比结果反馈回控制端，根据比较结果大小对脉冲相位差进行动态调节，使输出电压稳定在设定值。当输入电压小于设定最小预设输入电压Vmin，可以适当减小开关频率以满足1.4 节软开关实现条件，增加输入电压适应范围。

2 仿真与实验验证

2.1 仿真分析

为了验证理论分析，对新型交错并联Boost 软开关电路分别进行Simulink仿真和实验验证，仿真具体参数如下：主电感500 uH，输出滤波电容340 uF，辅助电容大小2.2 nF，辅助电感大小26 uH，负载为360 Ω 电阻，分别在开关频率为25 kHz 和50 kHz 下，通过调节辅助开关与主开关之间相位差，使输入电压在较宽范围内(50～90 V 和80～140 V)，满足恒压恒功率(输出电压600 V，输出功率500 W)输出，输入电压与相位差之间的关系如图4。

图4 输入电压对应相位差关系Fig.4 Relationship between input voltage and phase difference

为验证实现软开关，以输入电压110 V 为例，调节主开关管与辅助开关管驱动脉冲相位差为59.4°时，最终输出电压600 V，输出功率1 kW。仿真波形如下：

图5为主电路MOSFET的电压电流波形，可以看到在其开通前，电压早已降为0，最终实现零电压开通。图6 为图5 关断细节的放大，可以看出在主开关关断时，并联电容有效降低了关断时的dv/dt，从而减小电压和电流的交叠，减小主开关的功率损耗，近似实现了零电压关断。

图5 主电路MOSFET波形Fig.5 Main circuit MOSFET waveform

图6 主电路MOSFET关断细节Fig.6 Main circuit MOSFET turn off details

图7 为二极管的电压电流波形图，可以看出，受辅助电感的对电流的抑制，流经二极管电流以较小的di/dt下降，最终二极管在电流降为零时自然关断，有效抑制了其反向恢复电流的问题。

图7 二极管电压电流波形Fig.7 Diode voltage and current waveform

图8可以看出，在辅助开关开通后，辅助电感抑制了电流的突变，使电流缓慢上升，最终实现零电流开通，当主电路MOSFET 关断时，电流与电压均为0，实现了零电流关断。

图8 辅助电路MOSFET波形Fig.8 Auxiliary circuit MOSFET waveform

本节通过仿真验证了电路可在在较宽输入电压范围(50～140 V)内工作，以110 V 输入时的波形为例，分析了主开关的零电压开关和辅助开关的零电流开关。

2.2 实验验证

对照仿真，试制了一台原理样机，主要元件参数为：主电感500 uH，输出滤波电容340 uF(2个400 V，680 uF 电容串联)，主电路与辅助电路4个MOSFET 均选用IXTH34N65X2(650 V，34 A)，二极管选用快恢复二极管DSEI60-12A(1.2 kV，52 A)，辅助电容大小2.2 nF，辅助电感大小26 uH，负载为360 Ω 电阻，分别在开关频率为25 kHz 和50 kHz 下，通过调节辅助开关与主开关之间相位差，使输入电压在较宽范围内(50～90 V 和80～140 V)，满足恒压恒功率(输出电压600 V，输出功率500 W)输出，输入电压与相位差之间的关系如图9，实验结果与仿真结果基本一致。