基于正方形/等边三角形基片集成波导的宽阻带滤波器研究

2021-12-20翟诚诚

中国设备工程 2021年22期

翟诚诚

（南京邮电大学通达学院，江苏扬州 225127）

基片集成波导传输结构具有低损耗、高Q值和高功率容量的优点，被广泛地应用在高频毫米波射频系统中。但基片集成波导滤波器因具有腔体的传输特性，导致其带外的性能很差。目前实现基片集成波导滤波器宽阻带性能的方法一般有四种。第一，在馈线上引入传输零点或低通响应，但是这种方法不但增加了器件的尺寸，且阻带的带宽是受限于传输零点的个数。第二，利用腔体之间耦合的方式构建传输零点或降低高次模之间的耦合系数，但是，这种方法一般需要特定的拓扑结构，且增加的传输零点有限。第三，利用馈电技术抑制高次模式，通过将输入/输出馈线设置在高次模的电场最小值处，实现高次模难以被激励，或者利用馈线技术恶化正交的高次模，从而使其难以被激励，但是这种方法很难同时抑制多个高次模。第四，采用不同长宽比的基片集成波导谐振器，为了实现宽阻带特性往往需要复杂的计算，而且这种谐振器的尺寸往往较大。

本文提出了一种基于正方形/等边三角形基片集成波导的宽阻带滤波器。通过在正方形基片集成波导谐振器引入金属化通孔，使得正方形基片集成波导的基模与等边三角形基片集成波导的基模相等，而两个谐振器的高次模却是不相等的，从而实现了宽阻带的特性。具体的工作原理以及设计细节如下所示。

1 正方形/等边三角形基片集成波导的模式分析

如图1所示，在本设计中采用了两种形状的基片集成波导谐振器，即正方形基片集成波导与正三角形基片集成波导。其中，正方形基片集成波导的谐振模式计算如下，

图1

式中，c0为真空中光速，mr与er分别是介质基板的相对磁导率和相对介电常数，l、d和s分别是正方形基片集成波导谐振器的边长、通孔直径和通孔间距，leff是等效长度。例如，当l为34mm时，且取合适的d与s，那么，正方形的前四个模式的频率分别为3.48GHz、5.5GHz、6.96GHz和7.78GHz。

而对于正三角形基片集成波导谐振器的模式，到目前为止并没有精确的解析解。不过，可以借助电磁仿真软件HFSS的本征模分析，得到每一个模式的精确频率。例如，当l1为34mm时，且取合适的d1与s1，那么，正三角形的前四个模式的频率分别为5.25GHz、8.01GHz、10.5GHz和10.93GHz。通过正方形/正三角形基片集成波导的前四个模式对比，发现即使正方形的边长与正三角形的边长相等，但是它们的模式频率根本完全不同。

2 具有宽阻带的基片集成波导滤波器

所提出的三阶基片集成波导滤波器是采用级联的方式，那么可以通过以下的公式，求解谐振器之间的耦合系数以及外部Q值。

式中，FBW表示所设计滤波器的相对带宽，gi（i=0，1，2，3）表示切比雪夫响应下的归一化参数。

在本设计中基片集成波导滤波器的馈电方式是采用共面波导馈电方法，因此，需要在基片集成波导的表面刻蚀槽线（如图2），从而导致了正方形基片集成波导谐振器的个别模式频率下降，具体如表1所示。从表1中，我们发现基模与其他的高次模的频率会随着槽线长度的增加而降低，这是因为槽线的引入会增加模式电流的有效长度，从而谐振频率下降。

表1 加载共面波导的正方形基片集成波导

图2 正方形基片刻蚀线

由于在正方形基片集成波导中引入了共面波导馈线，导致了正方形基片集成波导的基模要低于正三角形基片集成波导的基模，因此，额外的金属化通孔被引入来提高正方形基片集成波导的基模频率（如图3）。此外，金属化通孔还会增加正方形基片集成波导的高次模频率，具体如表2所示。可以明显地发现，通过添加合适的金属化通孔，三角形基片集成波导谐振器的基模与正方形基片集成波导的基模是相等的，但是它们的高次模是不相等的，从而通过模式相互抑制的原理，可以实现宽阻带的滤波特性。

图3 引入金属化通孔的正方形基片集成波导

表2 加载共面波导和金属化通孔的正方形基片集成波导

3 设计与仿真

为了验证设计概念，如图4所示，在Rogers RO4003基板上设计了所提出的三阶基片集成波导滤波器，这个介质板的相对介电常数为3.55，厚度为0.508mm。滤波器的参数设计为：d=1，d1=2.4，s=2，s1=5.7，s2=4.9，s3=0.3，l= 26，l1=34，w=1.2（均以毫米为单位）。图4（b）显示了全波仿真结果。对于仿真结果，所制造的中心频率（f0）和3-dB分数带宽（FBW）滤波器分别为5.35GHz和3.3%。在5.3至5.4GHz的频率范围内，回波损耗优于20dB，插入损耗优于2.6dB。所提出滤波器的上阻带扩展至11.2GHz（2.09f0），抑制水平为20dB。所提出的基片集成波导滤波器具有带宽可设计性，上阻带性能高和设计简单的优点。