可见光通信混合调制接收机的实验设计

党甜甜，周 倩，李金泽，漆益红，宋 丁，张 天

(东北师范大学 物理学院，吉林 长春 130024)

随着绿色、节能、环保的半导体照明器件LED的普及应用，室内可见光通信(Visible light communications, VLC)技术得到迅猛发展[1-4]. 与传统的射频(Radio frequency, RF)通信技术相比，VLC具有丰富的频谱资源、较低的功耗、无电磁干扰、良好的保密性和兼顾照明与通信等功能，在手术室、商场和机场等室内场景已经逐渐发展成为了射频通信技术的有效补充手段，具有良好的应用前景[5].

目前，商业LED的调频带宽通常小于5 MHz，因此，传统的开关键控(OOK)、脉冲位置调制(PPM)等技术的频谱利用率较低，从而限制了VLC系统的通信速率[6-7]. 为此，研究高频谱利用率的调制解调技术成为了实现高速VLC系统的重要研究方向. 可见光通信系统的发射机为LED，因而为满足强度调制直接检测(Intensity modulation/Direct detection, IM/DD)要求[8]，直流偏置光正交频分复用(DC biased optical orthogonal frequency division multiplexing，DCO-OFDM)调制技术最先被提出并应用到了VLC系统中[9]. DCO-OFDM调制通过额外的直流偏置和负裁剪操作保障了发送信号的单极性. 但由于需要较大的直流偏置电流，导致其功耗增加，因此从能量角度来看并不是最佳方案.

Armstrong等人进一步结合既有的非对称限幅光正交频分复用(Asymmetrically clipped optical orthogonal frequency division multiplexing， ACO-OFDM)调制信号的时域特点，提出了一种新型混合调制技术——非对称限幅直流偏置的光正交频分复用(Asymmetrically clipped DC biased optical orthogonal frequency division multiplexing, ADO-OFDM)调制[10-11]. ADO-OFDM信号由相互独立的ACO-OFDM和DCO-OFDM信号在发送端进行时域叠加获得，其不仅改善了ACO-OFDM的频谱效率，还改善了DCO-OFDM的功率效率.

然而，传统的ADO-OFDM接收机需要在频域进行复杂的叠加信号分离和提取，增加了系统的复杂度和接收机硬件成本. 接收机的复杂度是限制其在高速通信中应用的主要因素，因此本文提出了基于时域信号分离和解调的低复杂度接收机. 与传统的频域接收机相比，本文提出的时域接收机不仅具有相同的误码率性能，还可以显著地降低系统的计算复杂度.

1 ADO-OFDM调制的基本原理

在ADO-OFDM 通信系统中，其发射机结构如图1所示. 发送数据被分成2路，并行地生成ACO-OFDM和DCO-OFDM信号，在发射端经过时域叠加后，用来直接驱动LED发射光信号.

图1 ADO-OFDM的发射机框图

在ACO-OFDM分支中，数据经过正交幅度调制(Quadrature amplitude modulation, QAM)后，被加载到奇载波上，而偶载波被置为0. 为了保证输出的时域信号为实数，厄尔米特对称被应用到了生成频域数据上，因而快速傅里叶逆变换(Inverse fast Fourier transform, IFFT)的输入向量可以表示为

XACO,k=[0,XACO,1,0,…,XACO,N/2-1,0,

(1)

式中，XACO,k和*分别表示ACO-OFDM分支的QAM符号和复数共轭操作. 经过N点IFFT操作后，得到的未经过负裁剪的时域ACO-OFDM信号为

(2)

式中，xaco,n=-xaco,n+N/2,n=0,1,2,…,N/2-1.

由于xaco,n具有时域反对称性，因而经过负裁剪操作得到的单极性ACO-OFDM信号并不会产生数据损失,可以表示为⎣xaco,n」c,其中⎣·」c代表负裁剪操作，n=0,1,2,…,N-1.

在DCO-OFDM分支中，数据信息只被调制在偶载波上，其中第0和N/2个子载波被置为0.这里同样应用厄尔米特对称保障生成实数的时域信号，其频域向量可以表示为

YDCO,k=[0,0,YDCO,2,…,YDCO,N/2-2,0,0,0,

(3)

式中，YDCO,k表示DCO-OFDM分支的QAM符号. 经过IFFT模块后，得到未裁剪的时域信号为

(4)

式中，n=0,1,2,…,N-1.并且DCO-OFDM分支的时域信号满足周期特性，即：

ydco,n=ydco,n+N/2.

(5)

为了保证DCO-OFDM的时域信号的非负性，需要额外加上合适的直流偏置，即：

(6)

式中，n=0,1,2,…,N/2-1，IDC表示直流偏置电流.受到LED的非线性传输特性限制，直流偏置不能设置过大，否则会使发送信号出现饱和或截断失真，处理后的DCO-OFDM分支信号可以表示为

在发送端将相互独立的ACO-OFDM信号和DCO-OFDM信号进行时域叠加，即可得到混合调制ADO-OFDM信号，表示为

(7)

在接收端，采用ThorLabs公司提供的PIN光电二极管把检测到的光信号转换成电信号， 并用示波器进行模数转换. 传输过程中,环境噪声和热噪声干扰可以被归纳为高斯白噪声，因而接收信号可以表示为

rn=h⊗zn+wn,

(8)

式中，h表示信道的冲击响应，⊗表示卷积操作，wn表示高斯白噪声.

2 ADO-OFDM实验设计

2.1 传统的ADO-OFDM接收机

传统的ADO-OFDM接收机如图2所示[12]. 从图2可知，接收信号rn经过N点的快速傅里叶变换(Fast Fourier Transform,FFT)后得到对应的频域数据. 由频域特性可知，ACO-OFDM分支的裁剪失真会落在偶载波上，并不会对奇载波携带的数据信息造成干扰. 同时，调制在偶载波的DCO-OFDM分支也不会对奇载波造成干扰. 因此，可直接提取ACO-OFDM分支的频域子载波数据，并采用最大似然估计法对ACO-OFDM信号解调，即可准确获得ACO-OFDM分支所携带的数据信息. 然后，对解调数据进行IFFT、负裁剪和FFT操作，进一步估计其对偶载波造成的裁剪失真量. 最后，通过剔除ADO-OFDM频域偶载波数据中的ACO-OFDM裁剪失真量，即可获得偶载波上的DCO-OFDM频域成分，结合最大似然估计即可正确地解调出DCO-OFDM分支所携带的数据信息.

图2 传统的ADO-OFDM接收机框图

2.2 低复杂度接收机的设计

由于传统的接收机在频域进行叠加数据的分离和提取，需要2次N点的FFT和1次N点的IFFT变换，带来较高的系统计算复杂度，也间接地提升了系统的硬件设计成本，因而限制了其在高速通信场景中的应用. 为此，本文根据ADO-OFDM分支信号的时域反对称和周期特性，从时域的角度实现了对其发送叠加信号的正确分离和解调，有效地降低了系统接收机的复杂度，本文设计的接收机框图如图3所示.

图3 ADO-OFDM的低复杂度接收机

由于ADO-OFDM中的ACO-OFDM分支具有时域反对称性，而DCO-OFDM分支具有时域周期性，因而接收的ADO-OFDM信号可表示为：

(9)

式中，w1,n=wn，w2,n=wn+N/2.根据式(9)，通过对接收的ADO-OFDM信号进行前后半帧相减操作，可以得到完整的前半帧未裁剪的双极性ACO-OFDM时域信号为

(10)

(11)

式中，w4,n表示裁剪噪声.因此，从前半帧接收信号rn中减去单极性的ACO-OFDM分量，即可获得前半帧DCO-OFDM信号：

(12)

式中，w5,n表示DCO-OFDM分支信号的噪声干扰. 由于DCO-OFDM分支具有时域周期性，因而只需N/2点FFT处理，即可获得DCO-OFDM分支所携带的完整发送数据信息.

2.3 接收机的复杂度分析

由于传统接收机的解调算法需要2次N点的FFT操作和1次N点的IFFT操作，因而其计算复杂度为

2O(Nlog2N).

(13)

对于本文提出的接收机，解调算法仅需要1次N点的FFT操作和1次N/2点的FFT操作，因而其计算复杂度为

(14)

为对比2种接收机的计算复杂度，给出了计算复杂度增加比(Computation complexity increase ratio, CCIR)函数[14]，其定义为

(15)

以子载波数为256的ADO-OFDM系统为例，本文所提出的时域接收机相较于传统的频域接收机，能够获得高达64.1%的复杂度降低.

3 学生实验范例

为进一步验证低复杂度接收机的整体性能，从实验平台、实验原理、数据分析和仿真验证几个方面，来系统分析和验证设计成效[15]. 选取有代表性的部分实验数据，展示了2种接收机在相同条件下的误码率和计算时间对比. 图4为原理性验证试验所使用的半实物仿真平台. 在发送端，先将Matlab生成的ADO-OFDM数据载入到任意信号发生器，再结合T型偏置器，实现对飞利浦商业LED的驱动. 在接收端，利用是德科技的示波器实现对光电探测器转换的电信号的采集和储存，并通过Matlab离线处理的方式实现对接收信号的离线解调.

图4 ADO-OFDM的半实物仿真平台

为不失一般性，4&4-QAM、16&4-QAM和16&16-QAM的ACO-OFDM和DCO-OFDM的调制组合被选为误码率仿真实验的对比对象. 图5～7给出了ACO-OFDM分支、DCO-OFDM分支和ADO-OFDM的误码率RBER仿真结果，其中DCO-OFDM分支的直流偏置量设为7 dB.

图5 2种接收机的ACO-OFDM分支的误码率对比

图6 2种接收机的DCO-OFDM分支的误码率对比

图7 2种接收机的ADO-OFDM总体误码率对比

从图5～7的仿真结果可以得出，2种接收机的ACO-OFDM分支、DCO-OFDM分支和总的ADO-OFDM误码率曲线都具有较好的一致性，说明本文提出的低复杂度时域接收机具有和传统频域接收机相同的误码率性能.

此外，鉴于单纯的FFT和IFFT的复杂度统计不能完全代表2种接收机的所有数学运算. 为此，从半实物仿真的角度，记录了相同和不同发送数目下，不同调制组合的ADO-OFDM信号，在不同接收机下的离线处理时间作为进一步对比依据如表1所示.

表1 2种接收机数据处理时间对比

从表1可知，不同调制阶数下，传输符号数越多，2种接收机的时间差越大；相同调制阶数和相同符号数下，本文提出的接收机的传输时间更短，并且低复杂度接收机的优势也会随着调制阶数和符号数的增加而变得更加明显. 2种接收机的时间差异主要来源于不同的接收机设计理念. 本文提出的时域接收机，采用了时域的信号分离和提取技术，省去频域接收机中额外的IFFT和FFT运算，降低了系统的复杂度，同时还有效地降低了接收机电路设计的硬件成本. 因此，从误码率和计算复杂度的角度综合分析，本文提出的低复杂度接收机具有一定的优越性.

4 结束语

为有效拓展本科“信号与系统”和“通信原理”课程的理论知识，设计了基于时域信号分离技术替代传统频域信号分离方法的低复杂度混合调制接收机，降低了ADO-OFDM可见光通信系统的接收机计算复杂度. 同时借助本科生科研立项和教学知识拓展，展示了现代信号处理和通信技术在科研实践中的应用，完整的实验设计过程不仅加深了学生对理论知识的理解，还增加了其科研兴趣，为教学和科研的有机结合提供了借鉴.