新型容性整流ZVZCS 三电平直流变换器∗

户毅仁，石 勇，徐卓异，黄潮金

(陕西科技大学电气与控制工程学院，陕西 西安 710021)

高压DC－DC 变换器是电力电子领域的研究热点，具有很好的应用前景，例如三相功率校正电路的后级变换器、分布式电源的直流接口变换等[1]。巴西学者Pinheriro J 和Barbi I 在1992 年提出二极管钳位三电平直流变换器[2]，该变换器采用高性能、低压开关器件完成高压直流变换。随后，很多研究工作围绕三电平直流变换器展开，包括新的电路拓扑、宽负载范围的软开关技术[3－6]、减小无源元件方法及新的控制策略等[7－9]。文献[7]提出一种组合式三电平变换器，该变换器由半桥三电平变换器和全桥变换器组成，其副边电路整流后可得到三电平电压波形，从而减少输出滤波器。文献[8]电路在一次侧使用一个电流应力较小的飞跨电容钳位原边开关器件的电压应力，具有结构简单、紧凑的特点，其副边增加1 个绕组及2 个MOSFET，可有效减小输出滤波器的体积。文献[9]以耦合电感取代常规滤波电感，耦合电感所感应的电压通过变压器反射回一次侧，使得原边电流复位至零，以实现ZCS 关断。在其中，飞跨电容型半桥三电平电路因其均压、结构简单、原边结构紧凑等优点，具有很好的应用前景。但该电路仍存在着一些问题，如原边器件的电流应力分布不均衡，小占空比条件下部分开关器件承受较高的电流应力[10－11]；滞后管在轻载情况下不易实现软开关等问题。因此，有必要研究新型的飞跨电容型半桥三电平电路拓扑解决上述问题。

本文提出一种新型飞跨电容型不对称PWM 控制半桥三电平直流变换器。该变换器副边采用容性整流结构，可在续流阶段将原边电流复位至0。该变换器具有如下优点:飞跨电容的电流应力小于传统飞跨电容型三电平变换器，所有原边器件在宽负载范围内可实现软开关，开关管电流分布均衡，无二极管反向恢复损耗。本文首先介绍变换器的组成及原理，其次分析电路的工作特性，接着给出实验结果，最后得出结论，实验表明该电路工作原理正确可以正常工作。

1 电路拓扑结构

图1 为本文所提出的新型容性整流ZVZCS 三电平直流变换器的电路拓扑。在一次侧，Vin为直流母线输入电压。Q1、Q2、Q3、Q4为N 型MOSFET 且串联。D1、D2、D3、D4为MOSFET 的体二极管，C1、C2、C3、C4为MOSFET 的输出电容，不需要外接电容。Css为飞跨电容，起到钳位作用，接在A、C两点。Cbl为隔直电容，接在Q2、Q3之间的B点，除了电流复位外，它还在负半周期时，为电路提供能量。正常工作时，Cbl随着Q1、Q2、Q3、Q4开通/关断进行充放电。该电路Q1、Q3的导通时间相同，Q2、Q4的导通时间相同，充放电电流大小相同，因此Cbl的电压稳定在Vin/2。Lp是变压器漏感。在二次侧，D5、D6、D7、D8是整流二极管。由于本文所提出的电路拓扑采用电容滤波器，负载Ro只与Co并联。

图1 新型容性整流ZVZCS 三电平直流变换器

2 工作原理

图2 为该变换器的关键波形图，vQ1、vQ2、vQ3、vQ4为原边开关器件的驱动波形；vp为变压器原边电压波形；vs为变压器副边电压波形；ip为原边电压波形；vCbl为隔直电容电压波形；vCss为飞跨电容电压波形；iin是输入电流波形；iD5为整流二极管电流波形。该电路拓扑一个周期模态如图3 所示。在讨论之前，假设所有功率器件为理想元器件，忽略驱动电压上升时间；一次侧开关管的压降和关断时的漏电流。

图2 关键波形图

图3 一个开关周期的模态图

模态1[t0之前] Q1和Q2导通，母线输入电压通过变压器给负载稳定供电，D5和D6导通。ip线性增长，在t0时刻，ip增长至最大ipmax，ip的增长速率为:

与此同时，ip给隔直电容Cbl充电，在t0时刻时，Cbl的电压为vCbl(t0)。

模态2[t0－t1] 在t0时刻，Q1关断。由于Lp的存在，ip保持之前的方向，但呈线性减小；ip给C1充电，同时通过Css给C4放电。由于有C1和C4，限制Q1的d、s两端电压的增长速率，使得Q1是ZVS关断。此阶段ip为:

式中:kT为变压器变比，C1、C4的电压依次为:

式中:I1为Δt0－1期间的有效值，近似于ipmax。在t1时刻，C1的电压上升到Vin/2，C4的电压下降到0。这时D4自然导通。该模态的持续时间为:

在此模态下，隔直电容Cbl继续充电状态，因此，vCbl大小为:

飞跨电容在此模态下流过的电流即为原边电流ip，且时间很短，飞跨电容两端电压vCss大小为:

模态3[t1－t3] 在t1时刻，D4自然导通，此阶段电流为:

由于没有滤波电感作用，电流下降很快，这个模态结束时，ip等于0，这个模态的时间为:

在t2时刻，Q4实现ZVS 开通，由于隔直电容Cbl容值较大，可认为其电压在这段时间内基本不变，即

Q1与Q4的死区时间Tdead一定大于Δt0－1，以保证Q1可以实现ZVS 关断，Q4可以ZVS 开通，即

因此，

t3时刻，ip下降至0，此时流过Css的电流也变为0，这时vCss下降至最低，即

式中:I3为Δt1－3期间的有效值。

模态4[t3－t4]t3时刻，ip降至0，Q2可以实现ZCS 关断。其持续时间为:

式中:D为有效占空比(Q1或Q3导通时间与周期之比)，T为周期时间。

模态5[t4－t5] 在t5时刻，由于漏感作用，限制了ip的变化率，从而Q3可以实现ZCS 导通。此模态时间与Q1与Q4的死区时间Tdead一致，即

模态6[t5－t6] 在t5时刻，Q3实现ZCS 导通。Q4在t2时刻已经开通，储存在Cbl中的能量为负载供电，同时vCbl也在减小。在t6时刻电流降为反向最大－ipmax，原边电流等于:

由于Cbl较大，vCbl仍稳定在vCblmax不会有太大变化。其中，Δt5－6时间为:

Cbl的电压为:

从这模态开始，电路进入负半个周期，其工作情况类似于前面描述的[t0－t5]。

3 电路特性分析

3.1 电流复位原理

如图2 所示，t5到t11时刻为该电路的半个周期，其中:t5到t6时刻为有效占空比时间，t5到t6时刻时间为DT；t6到t11时刻为留给电流复位的时间，时间为(1/2－D)T。而从t7时刻起，D2自然导通，限制了电流流动方向，变压器原边电压已降至0，副边vs仍保持低电平状态，由副边反射到原边的电压强行拉低原边电流，电流减小至0。电感Lp充电时间为:

电流复位时间为:

式中:ipmax为:

该电路工作在断续状态下的条件是电流上升时间与复位时间小于T/2。即

3.2 输入输出关系

实际电路的输入输出电压关系与硬件布局所产生的寄生参数、元器件的压降等都有或多或少的关系。对于理想电路，可以先忽略寄生参数、元器件的压降对输出的影响，当该电路在断续状态下运行时，根据基尔霍夫定律，半个周期内流入、流出滤波电容Co的电流是相等的，即:

由此，可推导Vo与Vin之间的关系为:

在实际电路中，考虑开关器件和二极管的管压降、导通、关断、开通、截止损耗，电容ESR，线路损耗等，使得输入输出电压比值要比式(25)的值要高。

3.3 Q2 和Q4 的软开关

开通时刻:Q2、Q4可以实现零电压开通，由于变压器原边有漏感的存在，电感量足够提供C2、C4的能量交换时所需要的能量，可以在一定范围内实现零电压开通，即

关断时刻:该电路副边采用的是容性整流，在断续模式下，由副边反射到原边的电压足以使电流复位到0，Q2、Q4是在原边电流复位到0 之后才关断，因此它们可以实现零电流关断。

3.4 Q1 和Q3 的软开关

开通时刻:Q1、Q3开通时，由于Lp的存在，限制了原边电流的变化速率，使得ip从0 缓慢增长，因此Q1、Q3可以零电流开通。减小Q1、Q3驱动电阻，使得开关管开通变快，可以进一步降低了导通损耗。

关断时刻:当Q1、Q3关断时，vQ1与vQ3的变化率一部分取决于C1和C3，当C1、C3容值足够大时，当开关关断时，vQ1、vQ3不会发生突变，因此在开关关断瞬间流过开关管的电流与电压乘积几乎忽略不计，降低开关关断损耗。分别在Q1、Q3的d、s两端并联电容器可以进一步减小电压上升速率。

3.5 副边整流二极管反向恢复分析

本文所提出的电路拓扑采用的是容性整流，副边没有滤波电感的作用，若电路工作在断续状态下，二极管不存在反向恢复的现象，降低电路损耗。整流二极管两端的电压由输出电压决定，从而可降低输出整流二极管的电压定额，并且不需要添加正常连续模式下对整流二极管保护的RCD 吸收电路，节约电路成本。当在连续模式状态下运行时，可以使得所有开关管均实现ZVS，但较高的电流变化率造成整流二极管的反向恢复和高压振铃，还需要增大谐振电感，减小变比，从而必须选择耐压高的整流二极管，外加RCD 吸收。因此，该电路拓扑应设计应用于断续模式下。

3.6 隔直电容Cbl参数设计以及暂、稳态分析

从第2 节模态分析可以看出:在保证正负半周期对称的前提下，当Q1、Q2导通，Q3、Q4关断时，B点对地电压为Vin；当Q1、Q2关断，Q3、Q4导通时，B点对地电压为0；在其他状态下，B点对地电压都为Vin/2。即:t0～t5期间，B点对地电压vB＝Vin/2；t5～t6期间，vB＝0；t6～t11期间，vB＝Vin/2；t11～t0期间，vB＝Vin。如图4 所示为B点对地电压vB波形和变压器原边电压vp波形。由于vCbl＝vB－vp，可推导出vCbl基本稳定在Vin/2。该电路原边开关器件始终按规律动作，因此，在启动时电路仍保持在一个动态平衡过程中，当vCbl增长至Vin/2 时，达到稳态。

图4 vB 与vp 电压波形

隔直电容Cbl容值的确定，要求在输出满载时，隔直电容电压变化量｜ΔvCbl｜≤1%Vin。因此，根据式(19)，及

可得:

一般开关器件输出电容远小于隔直电容，则上式可化简为:

则

3.7 对比分析

表1 展示本文提出的电路拓扑与文献[17]提出的电路拓扑关于电流应力、电压应力、软开关方式及情况，还有整流二极管反向恢复的对比。从表1 中可以看出，本文所提出的电路原边开关器件的电压应力均为Vin/2，而文献[17]中所提出的电路Q3的电压应力为Vin/2＋ΔvCbl/2。本文提出的电路的Q2、Q4的电流应力要小，而且软开关更加容易实现，还有副边整流二极管无反向恢复问题，缺点在于没有滤波电感，输出电流纹波大；Q1、Q3的电流应力也比文献[17]的要大。

表1 比较元器件各参数

4 实验结果及分析

图4 为直流母线输入200V 时实际B 点对地电压vB波形与变压器原边电压vp波形。搭建实际硬件电路如图5 所示，该平台选用开关器件型号为IRFP460LCPBF，整流二极管型号为PS20U300S。该变换器设计参数如表2 所示。

表2 设计参数

图5 500 W 原理样机

图6 所示为直流母线输入250 V 时实际变压器原边电压和原边电流波形。其原边电压高电平约为125 V，持续时间为7.5 μs，低电压约为－125 V，持续时间为7.5 μs，原边电流的变化率由电感量的大小决定，实际波形与理论相符。图7 所示为直流母线输入250 V 时实际变压器副边电压和原边电流波形。其副边电压高电平约为100 V，持续时间为8 μs，低电压约为－100 V，持续时间为8 μs，从图中可以看出电流复位是由变压器副边电压导致。

图6 变压器原边电压波形和原边电流波形

图7 变压器副边电压波形和原边电流波形

经测量，图6、图7 中变压器原、副边电压波形高、低电平持续时间相同，是关于零电平对称的。而在零电平时存在振荡，原因在于线路和变压器在高频状态下的寄生参数引起。图8 所示为直流母线输入170 V 时实际整流二极管电压、电流波形，没有反向恢复的问题。图9 为Q4的漏极和源极之间的电压与电流以及栅极和源极之间的电压，从图中可以看出，Q4实现零电压开通，零电流关断。

图8 整流二极管电流

图9 Q4 的vds、vgs和iQ

图10 为Q3的漏极和源极之间的电压与电流以及栅极和源极之间的电压，从图中可以看出，Q3实现零电流开通，零电压关断。图11(a)为直流母线输入150 V 时隔直电容电压启动波形图；图11(b)为直流母线输入150 V 时，剔除直流分量后隔直电容电压波形图。

图10 Q3 的vds、vgs和iQ3

图11 隔直电容电压波形

图12(a)为直流母线输入150 V 时飞跨电容启动电压波形；图12(b)为直流母线输入150 V 时，飞跨电容电压波形。图13 所示的是相同输入输出电压(输入电压:350 V，输出电压:159 V)情况下，不同负载的效率曲线，从图中看出，不同负载效率都可达94%以上。由于该电路工作在断续状态下，电流峰值较大，电流变化率也比较大，因此选择元器件方面应该选择耐压较大，电流较大的元器件。线径也应该更宽。

图12 飞跨电容电压波形

图13 效率曲线

5 结论

本文提出一种新型容性整流ZVZCS 三电平直流变换器。该电路可用于许多高输入DC－DC 工业应用中，例如三相功率校正电路的后级变换器、微电网后级的DC－DC 变换器。通过文中分析和实验可以得到以下结论:在断续模式下，开关管电流分布均衡；增大了滞后管软开关实现范围；减小飞跨电容电流应力；整流二极管无反向恢复，可实现零电流开通。当然，断续模式下，也存在着缺点，如开关器件电流峰值较高；EMI 差；输出电压与原边漏感储能有关系。该电路实验输出功率达到500 W，效率可达到94.86%，可进一步研究在大功率情况下的电路特性。