基于非对称互补开口谐振环的基片集成波导带通滤波器∗

尹 波，黄倩倩，张晓玲，刘伽利，夏季禾，张玉瑶，梁景瑞

(重庆邮电大学光电工程学院，重庆 400065)

随着无线通信技术的迅速发展，射频器件被要求具有更优的性能。作为射频器件的主要元件之一，带通滤波器被要求具有更紧凑的结构，更好的滤波性能以及便于集成。基片集成波导结构集合了平面微带线与金属矩形波导的优势于一体，具有价格低廉，低辐射损耗，低插入损耗，高品质因数以及结构紧凑的优势[1]。此外，5G 通信技术的逐渐普及，包括中国在内的很多国家都开始着手研究6G 通信技术，这意味着射频器件将会被要求在更高的频率下工作。基片集成波导结构的出现极大地促进了微波滤波器的发展，尤其是应用于高频段的带通滤波器的发展。为了实现更好的滤波性能，学者们提出了将基片集成波导结构与其他结构相结合的多种设计方法。

目前，大多数单通带滤波器通过引入互补谐振环，微扰金属通孔和耦合槽进行设计，而双通带带通滤波器则更多考虑采用缺陷地结构，双模技术，以及多层结构来实现[2－13]。文献[2]中，作者采用基片集成波导技术和共面波导技术设计了一款宽阻带的带通滤波器。整个设计通过在谐振腔的中心位置放置金属通孔抑制高阶模式，从而实现宽阻带性能，但是由于电磁泄露使得滤波器的插入损耗过大。文献[3]通过调节腔内TE101模式和TE102模式的耦合强度实现宽阻带性能，但是滤波器的下阻带性能不佳。文献[4]通过在圆形基片集成波导谐振腔中加入微扰金属通孔和槽结构实现了一款能够调节中心频率和带宽的带通滤波器，但是缺少传输零点，从而滤波器的滤波性能并不突出。文献[3]中的双通带滤波器具有低损耗、结构简单的优点，但是上阻带的带外抑制能力较弱，带外抑制能力小于30 dB。文献[5]通过在矩形基片集成波导谐振腔中加入E 型槽结构得到一款能够控制中心频率的小型双通带滤波器，但是E 型槽结构导致了较大的辐射损耗，使得带外抑制性能恶化。一般情况下，采用微带线结构设计的带通滤波器能够获得更好的滤波性能，但这主要适用于低频的情况。通过文献调研，研究应用于高频的滤波器较少，尤其是运用于Ku 波段。传统的滤波器设计方法在高频段情况下也不再完全适用。因此，设计出结构紧凑，低损耗，带外抑制性能良好的，应用于高频段的带通滤波器具有一定的意义和实用价值。

本文提出了一款基于非对称互补谐振环和基片集成波导技术的新颖结构，并利用该结构设计了具有良好上阻带性能的单，双通带滤波器。该结构由矩形基片集成波导谐振腔组成，结合了共面波导技术，在接地面上加载了一对非对称的互补谐振环。本文采用基片集成波导结构以适应于高频，利用非对称互补谐振环对高阶模式的影响获得宽阻带性能。设计的滤波器抑制了高阶模态，并使无用的谐振频率移向较低的频率，使得滤波器具有更好的带外抑制性能。此外，该结构在不改变整个腔的尺寸的前提下，通过调整两个非对称的互补谐振环的相对位置实现了单通带与双通带的转换。带宽和中心频率可以灵活调控。双通带滤波器可灵活调整两个通带间的阻带宽度，使该结构适用于更多的频带。设计的滤波器可用于现代卫星广播通信的上行和下行频段。

1 带通滤波器的设计和分析

基片集成波导结构是一种类波导结构。通过在介质基板的上下两面覆盖金属层和两列周期性的金属通孔组成其基本结构。由于其结构的特殊性，只能传输横电场模式。图1(a)描述了由两个方形腔构成的矩形腔的激发模式的电场分布。由图可知，通过在方形腔之间设计磁耦合窗口使得TE10Z(Z 为奇数)模式发生了轻微的改变。采用共面波导技术(CPW)使模式1 和模式2 相互靠近，形成一个通带。如图1(b)所示，与不采用共面波导结构相比较，模式3 的激发程度更高。单通带滤波器的中心频率为11.075 GHz，带宽为750 MHz。双通带滤波器的中心频率分别为11.45 GHz，14.25 GHz，带宽均为500 MHz。两个滤波器的设计均采用相对介电常数为3.3，损耗正切为0.002，厚度为0.508 mm 的Rogers RO 4533 介质基板，上下两层覆盖的金属厚度是20 μm。

图1 S1W 腔内的电场分布和CPW 结构的影响

1.1 非对称互补谐振

本文在传统互补谐振环的基础上，提出了一种新型的非对称互补谐振环结构。利用传统的互补谐振环的谐振特性，可以实现在不增加微波电路面积的情况下提高微波电路的性能，实现器件的小型化。与传统的互补谐振环相比，非对称的互补谐振环增加了一个额外的可调变量，可以更大程度影响谐振腔内的电场分布，实现单通带与双通带的转换。在单通带滤波器和双通带滤波器的设计中分别作为微扰元件和谐振元件工作。此外，在作为谐振元件时，非对称互补开口谐振环与模式1，模式2 耦合，形成第二个通带。

图2 是非对称互补开口谐振环结构的示意图。

图2 非对称互补谐振环的结构示意图

由图3(a)可知，通带的中心频率受到谐振环的外半径长度影响。随着外半径r的逐渐增大，第一通带的中心频率f1近似线性地下降，而第二通带的中心频率f2先下降，当外半径r大于1.3 mm 后几乎保持不变。在外半径r由1 mm 增加到1.7 mm，f1从14.06 GHz 下降到8.50 GHz，f2从18.6 GHz 下降到16.10 GHz。这是因为非对称互补谐振环的尺寸大小影响着谐振腔类的电场分布。非对称互补谐振环的尺寸越大，则电场最大值越靠近基片集成波导的中间位置(中间位置为模式1 和模式2 的电场最大值)。因此外半径r长度的大小对f1的影响比f2的大。此外，随着环的开口宽度g增大，模式的谐振频率向高频移动，这由图3(b)可得。在双通带滤波器中，非对称互补开口谐振环作为谐振器工作，因此第二通带受到的影响较第一通带更大。

图3 不同外半径r 和开口宽度g 下的频率响应

非对称互补开口谐振环在沿B－B1方向越靠近馈电端口，中心频率f1向低频移动，中心频率f2向高频移动。由图4(a)可得，当o1的数值由－2 变为1 时，f1由14.07 GHz 下降到13.32 GHz，f2由15.85 GHz 上升到17.34 GHz，两通带间的阻带宽度可灵活调控，实现1.78 GHz 到4.02 GHz 的变化。当两个谐振环沿A－A1方向的横向距离改变时，谐振环与模式2 的耦合将受到一定程度的影响。如图4(b)所示，随着两个谐振环的相互远离，谐振环的作用可视为由微扰元件转变为谐振元件，则实现单通带到双通带的转换。

图4 互补谐振环的相对位置对频率响应的影响

1.2 带通滤波器

图5 所示为设计的滤波器结构示意图。该类滤波器由两个并排放置的同尺寸的基片集成波导方形腔组成。在输入输出端口处采用共面波导技术实现通带特性，同时也使输入输出端口具有更好的匹配，以提高带内性能。在改变非对称互补谐振环的相对位置和尺寸时，为了满足每个方形腔内的模态产生相同的影响，采用了输入输出端口的位置不在同一水平线的设计方法。两个方形腔通过设计的磁耦合窗口进行耦合，通过调节耦合窗口的宽度n来控制耦合的强度，从而调控滤波器的中心频率和带宽，如图6(a)所示。随着窗口宽度n变宽，中心频率向低频移动，带宽增加。此外，选择介质的厚度不同时如图6(b)所示，第一通带的中心频率跟带宽不同，这也侧面证实第一通带由基模产生。

图5 滤波器结构图

图6 不同的n 和h 下频率响应

基于上述分析，如图7(a)所示的拓扑结构被提出。通带由模式1 和模式2 之间的耦合产生。加载的非对称互补谐振环影响了腔内基模和高次模的电场分布，尤其是模式3(如图7(b)所示)，这使得模式3 的谐振频率向低频移动。此时，非对称互补谐振环可视为微扰元件。在不改变滤波器整体尺寸的前提下，中心频率能够通过调整谐振环的开口宽度进行调节。同时，高次模被抑制，从而得到4 个有限的传输零点，这使得设计的单通带滤波器具有宽阻带。传输零点1，2，3 是通过非对称的互补谐振环实现。传输零点4 由一对正交模式TE102和TE201的耦合产生。

图7 单通带滤波器的拓扑结构和模式3 的电场分布

本文提出的整体基本结构同样也适用于双通带滤波器的设计。图8(a)为双通带滤波器的拓扑结构示意图。第一通带的产生原理与上述设计的单通带滤波器的通带产生原理一样。图8(b)为各个模式谐振时的电场分布示意图。模式1 和模式2 与非对称互补谐振环相互作用激发新的模式11，模式21，形成第二通带。此时，非对称互补谐振环可视为谐振元件，其谐振特性受到模式1 和模式2 的影响。随着o1的值由－2.0 变为1.0，两个通带的中心频率比f2/f1可从1.12 变到1.30。随着谐振环的外半径r由1.0 mm 增宽到1.7 mm，两个通带的中心频率比f2/f1可从1.32 增大到1.89。整体最大中心频率比可达到1.89。与上述单通带滤波器类似，非对称互补谐振环抑制高次模，产生4 个有限传输零点。其中，第二个传输零点由模式2 和新激发的模式21耦合得到。

图8 双通带滤波器的拓扑结构和各模式电场分布

2 加工和测试

为了验证上述设计的可行性，本文对两个带通滤波器进行加工和测试。仿真和测试的结果对比如图9(a)和9(b)所示。针对单通带滤波器，测试结果与仿真结果相比较，回波损耗有所恶化，中心频点处的回波损耗由20 dB 降为优于14 dB；带宽增加了20 MHz；最小插入损耗也有所差别，由0.7 dB 升为1.2 dB；4 个传输零点的位置由12.25 GHz，13.40 GHz，16.64 GHz，21.22 GHz 对应变为12.29 GHz，13.87 GHz，17.15 GHz，20.09 GHz。从11.25 GHz 到23.35 GHz，带外抑制优于23 dB；从12.29 GHz 到22.08 GHz，带外抑制优于20 dB。针对双通带滤波器，测试结果表明两个通带的带内回波损耗优于13 dB，带内最小插入损耗分别为1.2 dB，1.5 dB。与仿真结果相比较，插入损耗与回波损耗均有不同程度的恶化。第二通带的带宽减小了22 MHz，且传输零点的位置有轻微变化。通过分析仿真与测试的误差原因可得到以下结论:(1)回波损耗和插入损耗的误差主要由操作和测试误差造成，尤其是焊接操作；(2)带宽的误差可能由介质基板RO 4533 的介电常数有浮动造成，仿真时设定的介电常数为3.3，实际上该基板的介电常数由于制造的工艺误差为3.3±0.08；(3)测试结果可能受到测试环境的影响。虽然仿真结果与测试结果存在些许偏差，但是两者整体的变化趋势基本一致。本文设计的滤波器与其他滤波器的区别见表1 和表2，由此可得到该滤波器在回波损耗，插入损耗，传输零点和尺寸方面均具有一定优势。

图9 单通带滤波器的仿真和测试结果

表1 单通带滤波器与其他滤波器的比较

表2 双通带滤波器与其他滤波器的比较

3 结论

本文提出了一款新颖且简单的滤波器结构。该结构加载了一对非对称的互补谐振环，具有良好的带外抑制能力，且能够在不改变整体尺寸的前提下仅仅通过调节两个谐振环的相对位置实现单通带与双通带的转换。此外通过对高次模进行抑制得到宽阻带性能，通过引入传输零点实现良好的带外抑制能力。本文所设计的滤波器具有低插入损耗，高回波损耗，紧凑结构的优势。对于双通带滤波器，还具有良好的通带隔离度。