面向生物电信号提取的超低功耗自举采样开关∗

李 娜，段文娟，张伟哲，刘鑫芳，孟庆端，刘 博

(河南科技大学电气工程学院，河南 洛阳 471023)

可穿戴、植入式微电子设备的生理信号监测已成为运动、生理医疗等领域的热点话题。人体的心率、脉搏、血压等生物电信号具有低频、微弱、易受干扰等特点，因此，对采集信号的微型电路来说，除对采样速率无过高要求外，对功耗、精度、抗干扰性和可靠性等都提出了较高要求。生物电信号采样的电路中，最常用性能均衡的逐次逼近型模数转换器(SAR-ADC)，其在低频状态下仍有良好的精度和较低功耗。其中，栅压自举采样开关是ADC 的重要组件之一，可对初始信号进行采样和保持[1－2]，该开关的性能也将直接影响生物界面信号提取的精度和效率。

MOS 器件的栅控导通电阻和极间寄生电容显现出一系列非线性特征，导致了传统的栅压自举开关电路存在输出线性度差、采样精度低的特点[3]。再加上为实现栅压自举功能引起的拓扑结构复杂[4－5]，功耗上涨，这些都不能很好地适配当下低电源电压、低功耗便携式电子设备的续航要求。目前的研究多是围绕高频、高精度ADC 的信号采样[6－8]，采样开关在电容阵列DAC 中的低功耗设计[9－12]，轨对轨输入信号摆幅改善[13－14]，以及由体效应引起的阈值波动[15]、泄漏电流等开关鲁棒性设计[16]也有很多研究。

采样开关的线性精度主要取决于开关晶体管的等效导通电阻是否恒定。文献[4]和[13]中均提出采用NMOS 和PMOS 结合的并行开关结构，实现了在输入全摆幅范围内的常数导通电阻，保证了自举的线性特性。文献[9]在传统的自举开关拓扑基础上加入冗余管以抑制开关管的电荷注入效应，同时实现了1 V 电源电压下的10 bit 分辨率和高频100 MHz 时的良好采样性能；文献[11]采用FD-SOI 特殊工艺，稳定开关管的阈值以改进输出线性度；文献[15]通过采用输入电压的一阶体效应补偿来动态调整开关管的自举电压值，实现了较好的噪声性能和采样线性度。上述研究均以实现对高频信号高速采样时的低噪声和高线性度为设计目标，因此，一定程度上增加了电路的复杂度及功耗。

针对该问题，本研究在传统栅压自举开关的拓扑基础上进行了改进，在保证较低噪声和较高精度的同时，尽可能降低采样功耗。首先，在输出端附加小尺寸虚拟等效电容管，改善电荷注入效应；同时，在开关管的背栅极构建“动态体偏置”调整模块，灵活调节并消除源极－衬底电压差，稳定开关管阈值电压，提高采样精度；最后，构建“体偏置切换”控制模块，在时钟高电平时提供快速泄放电荷通路使电路加速，低电平时完全截断泄漏电流降低电路功耗。本文设计的采样开关可对100 Hz 以下的低频生物信号采样，在0.6 V 低电源电压下，有效位数可达6.33 bit，功耗低至6 nW，实现了非杂散动态范围(SFDR)78.19 dB 和总谐波失真比(THD)－73.46 dB的良好性能。该开关性能符合低频生物电信号的采样需求。

1 传统栅压自举采样开关

1.1 采样工作原理

目前主流的CMOS 栅压自举开关电路如图1 所示。电路的采样保持切换由一对逻辑互反的时钟信号Clks 和Clksb 控制。M8是核心采样开关管，漏/源两端分别连接采样信号的输入和输出。M1和M2构成反相器控制M5的导通，从而对M8采样管开关进行控制。M2的源极作为M5导通的低电平，接Vin不接地，从而保证M5的过驱动电压低于VDD。M6和M9分别与M3和M10构成共源共栅极接地泄电荷通路，提高了电路的稳定性。

图1 传统栅压自举开关

在初始状态下Clks 为低电平，电路处于保持状态。C1通过M4充电，通过M3放电，分别使上极板电位至VDD和下极板电位至地，此时M5和M7关断，将采样开关M8隔离。与之相对，当Clks 跳变为高电平，电路开始信号采样，此时M5和M7导通，且与C1形成一个栅压自举回路，使得M8的栅源电压VGS 钳制在VDD大小，不随输入电压的变化而改变，保证了充电电流的恒定和平稳。

时钟倍乘电路由M11、M12、C2、C3和反相器构成，用以将M4的栅控时钟信号从0 至VDD拉升为VDD至2VDD。即使前一个周期C1充电后M4的源极电位上升到极板电压VDD，也可以提供足够过驱动使M4快速导通。实际设计中，为加快C1的充电速度，提升采样速率，M4需要较大的沟道宽长比。

1.2 传统开关的非理想效应

图1 的传统栅压自举开关电路具有三种常规的非理想效应，引起采样信号的不完整。

首先，以NMOS 管M8作为核心的采样开关管，其由闭合至关断的瞬间，会出现“残留沟道电荷”反流回Vin以及流入负载电容CH的“电荷注入”现象，如图2 所示。

图2 沟道电荷注入

通常，电荷注入效应产生的误差电压记为:

因此，实际输出电压可表示为:

从式(2)可以看出，当采样电容CH足够大时，可以近似忽略沟道注入引起的输入输出误差ΔV。因此，可以预设一个动态的负载电容在输出端，增大CH以削弱电荷注入效应，提高采样线性度。

其次，“时钟馈通”效应也会引起输入信号采样的误差。开关管M8的栅－源电容Cgs会将时钟跳变时的闪烁电荷进行记录，这部分多余电荷耦合并“电荷注入”到负载电容CH，引起采样电压的漂移和下降。

最后，在开关采样过程中，电路中M7和M8的衬底接地电位为0，同时源极电位会随着Vin的变化而波动。该体效应将引起开关管阈值电压的波动，影响采样电荷量，导致采样不稳定而降低输出线性度。

2 改进的栅压自举采样开关

为解决上述三个缺点，本文有针对性地对电路拓扑进行了改进。如图3(a)所示，首先，在M8的输出端附加一个由时钟信号Clksb 控制的“虚拟”电容管，该管的连接形态为二极管连接，用途为等效电容器件。根据式(2)的理论分析，通过增大输出端的负载电容以补偿“沟道电荷注入”和“时钟馈通效应”所引起的输出误差。通过仿真发现，如图3(b)所示，将虚拟管的衬底由接地改为与源极连接可以释放更多的电荷。所以相较于(a)中的结构，(b)可以产生更大的输出电压变化，从而有效减小虚拟晶体管的尺寸以节省电路面积和减小电路功耗。

图3 输出“虚拟”管的两种连接方法

其次，为解决体效应引起的信号完整性问题，本设计采用了一种“动态体偏置”拓扑以提高输出线性度，改进后的电路如图4 所示。与图1 的传统采样电路相比，“动态体偏置调整模块”由NMOS 管M16和常闭状态的PMOS 管M17串联构成，M7和M8的衬底连接到M16的源极。在采样阶段，Clks 为高电平，M16的栅极与M7的栅极连在一起，通过打开的M6连接C1高电位，两管导通。此时，采样开关管M8也由打开的M5与C1相连，开始导通并对输入信号采样。与此同时，PMOS 管M17的栅极为高电平，设置其漏极输入低电平时钟信号Clksb 处于完全的关断状态。M7和M8的衬底与源极连在一起，衬底偏压VSB始终保持为0。因此，两管的阈值电压VTH不随输入电压Vin的变化而变化，保证了输出电流的稳定性，提高了采样线性度。

图4 增加“虚拟”电容管和“动态体偏置”结构的改进型栅压自举采样开关

最后，在动态体偏置稳定开关管阈值的基础上，本设计又设置了“体偏置切换”控制模块，由高栅压常开状态的M13和时钟信号控制的M14构成高输出阻抗的共源共栅电流镜。在保持状态下，可为电容C1提供泄放电荷的通路，在采样状态下，M14完全关闭，与M13形成共源共栅的高阻输出，有效抑制M16的栅压波动，稳定体偏置调整模块的输入偏置。在保持阶段，Clks 为低电平，M5和M6关断，M10和M14打开。此时，M7和M16的栅极通过导通的M13共源共栅支路接地，开关采样管M8则通过导通的M9支路接地，三管处于全截止状态。

3 性能仿真及结果分析

本研究基于65 nm/1.8 V CMOS 工艺，在Cadence 平台完成了电路设计，所使用的晶体管器件尺寸参考表1，输出负载电容CH为2.56 pF。

表1 改进型自举采样开关所使用器件尺寸单位:μm

在Spectre 仿真性能分析中，设置电源电压为600 mV，输入信号采用峰峰值200 mV，频率为100 Hz 的理想正弦波。使用本文设计的自举开关对该信号以100 kHz 的采样频率进行离散化电压提取，并分别对功能的实现和信号离散化采样的性能好坏进行了评估。

图5 为开关电路的瞬态工作分析仿真波形图。最上面为Vin输入信号，中间为采样开关输出信号Vout，最下面为开关管M8的栅极电压。由图可见，改进的栅压自举开关能够正常对Vin采样，同时能有效实现开关管的栅压随输入信号的变化而等幅自举，幅度保持为0.6 V。

图5 改进型栅压自举开关的输入输出和栅压自举仿真结果

为评估采样后的信号完整性和输出线性度等性能，同时考虑用于后端12 bit SAR-ADC 的采样应用，对输出信号采样211＝2 048 个点，并运行FFT 进行信号的频谱分析。本文分别以10 kHz 高频输入和100 Hz 的仿生理低频信号输入作为采样测试信号，分别对4 种典型的数模转换性能评估指标，非杂散动态范围SFDR、总谐波失真比THD、信噪比SNDR 和有效位数ENOB 进行对比分析。结果如下:

对100 Hz 低频仿生理信号采样，其输出信号频谱如图6 所示。对比传统电路，改进后的采样开关在对输入信号进行采样离散化时，THD 为－73.46 dB，SFDR 为78.19 dB，ENOB 为6.33 bit，各性能指标均有提升。此外，该电路6 nW 的极低功耗可有效服务于可穿戴设备的长时间待机和续航。

图6 FFT 频谱图

此外，将本文提出的自举开关电路与近五年的5 个同类型设计案例进行了对比，结果如表2 所示。从对比数据可以看出，除SNDR 指标略低于平均水平外，本设计在THD 和SFDR 性能指标上均具有优势，其中包括了采用更先进的40 nm 工艺节点、同为实现生物电信号采集的SAR-ADC 中搭载的采样开关的性能对比。值得注意的是，约为6 nW 的采样功耗实现了目前所知自举采样开关设计案例中的最低功耗，可实现超低功耗的系统应用。同时，6.33 bit 的有效采样分辨率也符合生物电信号离散化时适中的精度要求。因此，本设计综合性能指标满足可穿戴、植入式生物电信号采集微型电路系统的应用需求。

表2 改进型自举采样开关的性能对比

4 结束语

本研究面向人体生物电信号的前端采样和提取环节，采用65 nm/0.6 V CMOS 工艺设计了一种功耗、噪声性能均衡的栅压自举采样开关，用于电容式逐次逼近寄存器型模数转换器(SAR-ADC)的信号离散化和采样。通过输出端附加“虚拟等效电容管”抑制时钟馈通效应和电荷注入效应，构建开关NMOS 管的“动态体偏置调整”和“体偏置切换控制模块”提升线性度的同时抑制泄漏电流，有效降低了功耗。

通过Cadence 仿真分析得到，设计的栅压自举采样开关在10 kHz 的高频下功耗为587.3 nW，有效采样位数达8.9 bit，获得非杂散动态范围62.02 dB；当采样信号切换到100 Hz 以下的生物电信号频率，总谐波失真比和非杂散动态范围分别为－73.46 dB和78.19 dB，较为良好。尽管噪声性能与多篇同类文献相比不具有优势，6.33 bit 的有效位数相比较也有所降低，但采样功耗仅为6 nW，低功耗特性十分优越。综合评价，本文设计的自举开关性能可较好地满足人体生物电信号的采样需求。