适用于光伏发电系统的新型高增益DC/DC变换器

2021-11-09刘文琪丁稳房

电源技术 2021年10期

刘文琪，丁稳房

(湖北工业大学电气与电子工程学院，湖北武汉430068)

近年来，全球气候变暖问题引发了强烈关注，为减少二氧化碳排放，科学家们持续努力开发绿色能源技术。太阳能和氢能发电是绿色清洁的，可以部分替代化石能源发电。太阳电池输出电压会随发电条件变化而产生波动；燃料电池输出性能与其所连接的负载有关。

实际应用中的两种微源需要在输出端接入一级高增益DC/DC 变换器[1-2]。文献[3]提出了级联式变换器，这是一种直接有效的提升变压器电压增益思路，但前后重复的连接方式增加了电路的成本，且损耗较大，不利于提升变换器的功率密度；文献[4]在基本Boost 变换器的基础上引入了耦合电感和开关电容技术，获得了比常规升压变换器更大的升压转换比，但是在超高电压增益的应用中，需要使用更多的器件数量，增加了变换器设计的复杂性以及成本；文献[5]利用耦合电感在基本的开关电容型Boost 变换器的基础上进行了改进；文献[6]将半波电压倍增单元添加至集成的箝位电路中以进一步提高电压增益。该变换器可以在正激和反激模式下工作，因此提高了磁芯的利用率，但是开关管的电压应力很高。文献[7]通过观察无源箝位型耦合电感Boost 变换器的结构，提出了耦合电感、开关管以及输入电压源三者组成的功率单元，且基于该功率单元提出了对应的高增益DC/DC 变换器，但是电压增益有限。

相比其他文献所提变换器，本文基于已提出的功率单元概念，构造了一种新型的高增益DC/DC 变换器，在提升电压增益的同时减轻了元器件的电压应力。文中分析了变换器的工作原理和性能特征，制作了500 W 的实验样机对所提变换器的稳定性及可行性进行了测试。

1 变换器拓扑结构及原理

1.1 变换器拓扑

本文在文献[7]基本功率单元结构基础上，提出新型高增益DC/DC 变换器拓扑方式，其等效电路见图1。

图1 中电路由直流输入电压源(Ui)、开关管(Q)、二极管(D0，D1，D2和Dc)、电容(C0，C1，C2和Cc)、负载电阻(Ro)、变比为Np∶Ns的耦合电感L组成，耦合电感采用漏感Lk、励磁电感Lm以及理想变压器组成的模型。

图1 所提变换器的等效电路

在理论分析时假设条件是：功率器件上的寄生参数及损耗均忽略不计；所有电容的容值足够大；在一个开关周期内其电压纹波为零。

1.2 变换器工作原理

图2 为变换器在一个开关周期内的主要工作波形，图3为变换器在每个工作模态时对应的电流路径以及等效电路。

图2 变换器的工作波形

(1)工作模态1：t0～t1

如图3(a)所示，开关管Q 开通，直流电压源Ui通过开关管给漏感Lk储能，电流iLk线性增大，励磁电感仍处于放电状态。在t=t1时刻，漏感电流iLk与励磁电感电流iLm两者大小相等，流过二极管D0的电流自然到零，二极管D0关断，该模态结束。

(2)工作模态2：t1～t2

如图3(b)所示，开关管Q 导通，漏感电流iLk和励磁电感电流iLm均继续保持线性上升。耦合电感的副边绕组Ns与电容Cc、C2串联对C1进行充电。此时负载Ro的能量由输出电容Co提供。

(3)工作模态3：t2～t3

如图3(c)所示，开关管Q 关断，漏感Lk的能量通过二极管Dc被电容Cc所吸收，削弱了开关管关断时漏、源极间的电压震荡。在t=t3时刻，励磁电感电流iLm上升至与漏感电流iLk相等时，流过二极管D1的电流自然到零，该模态结束。

(4)工作模态4：t3～t4

如图3(d)所示，励磁电感电流iLm与漏感电流iLk线性下降。与此同时，直流电压源Ui、电容C1、耦合电感的原边绕组Np和副边绕组Ns串联向负载Ro与输出电容Co提供能量。

(5)工作模态5：t4～t5

如图3(e)所示，在t=t4时刻，漏感Lk的能量释放完毕，漏感电流iLk变为零。直流电压源Ui、电容C1及耦合电感副边绕组Ns串联向负载Ro与输出电容提供能量。在t=t5时刻，开关管Q 重新导通，下一个开关周期开始。

图3 各个模态的等效电路

2 变压器稳态性能分析

2.1 电压增益

为简化分析过程，不考虑由漏感所造成的模态1 和3 这两个短暂的开关模态，仅对模态2、4、5 这三个模态进行分析。

当开关管Q 开通时，有以下方程成立：

开关管Q 处于关断状态，可得如下方程：

在一个开关周期内，根据励磁电感Lm的伏秒平衡可得到各个电容两端电压以及变换器电压增益M的表达式为：

2.2 电压应力

根据各个开关模态的等效电路图，得到开关管Q 和二极管D0、D1、D2、Dc的电压应力表达式如下：

2.3 电流应力

利用电容在一个开关周期内流过的平均电流为零的特点，可以计算出功率器件承受的电流应力如下：

3 所提变换器的对比分析

表1 为不同变换器之间的性能对比，从表中公式可以看出，在匝比一定时，本文提出的变换器能够以较低的占空比实现相同甚至更高的电压增益，有利于变换器在适当的占空比下工作，且此时功率器件的电压应力更小，便于选择传导损耗较低的开关管而反向恢复速度快的二极管。

表1 变换器性能对比分析

4 实验

为了验证理论分析的正确性以及所提变换器的可行性，搭建了一台500 W 的实验样机，样机的实验参数为：输入电压Ui=40 V，输出电压Uo=380 V，额定功率Po=500 W，开关频率fs=50 kHz，励磁电感Lm=75 μH，漏感Lk=3.1 μH，匝比N=Ns∶Np=28∶15。图4(a)～(d)为所提变换器在输出电阻负载Ro=500 Ω 时测得的实验波形。

图4(a)给出了变换器的驱动波形以及输入电感电流、漏感电流波形图。显然，变换器在占空比D为0.58 时，输出电压达到了380 V，与式(9)的电压增益理论值基本一致；图4(b)～(c)为变换器开关管和二极管端的电压、电流波形。开关管Q 与二极管D1的电压应力基本相等，约为96 V，符合式(11)的理论推导；图4(d)为输入电压、输出电压以及电容两端电压波形。电容Cc、C1、C2两端承受的电压应力依次为：52、231 和100 V，其实际值与式(6)～式(7)的理论值保持一致。

图4 变换器实验波形及实物图片

图4(e)为变换器在不同输入电压值时的效率测量曲线。可以看出，输出功率线性增加时，变换器的效率呈现出先上升后降低的趋势。在Ui=50 V，Po=300 W 时，最大效率达到了94.5%；Ui=50 V，Po=500 W 时，效率为92.56%。测量结果表明所提变换器可以实现高效率转换。图4(f)为在实验室制作的样机原型。