小电容变频器两相旁路分时切换控制策略

谢仕宏,梁 力,周 强

(陕西科技大学 电气与控制工程学院,陕西 西安 710021)

0 引言

电机是工业、生产领域广泛应用的基本动力源,它有许多优点,例如简单的结构,强大的环境适应能力.然而,目前的电机起动电流大、起动转矩小,给负载启动带来不便.常用的软起动器所依据的理论是电动机稳态数学模型的调压调速原理,在降低起动电流的同时也降低了起动转矩.因此,具有高起动转矩的软起动设备的研发成为解决问题的关键.

感应电动机的软起动技术是以特定的电路结构及其控制方法为基础.对目前的电路结构采用新的控制方法,或对新的电路研究新的控制理论,是解决现有的软起动技术问题的方向之一.改善触发角度控制策略的感应电动机的软起动技术,会产生转矩下降,转速波动等问题[1].在现有三相晶闸管改变相位调节电压的基础上引入空间电压矢量理论来分析感应电机的电压波形,利用对空间电压矢量的排列组合,实现高起动转矩的离散变频软起动控制,但是这种方法不易控制并且成本高昂[2,3].对变频器电路拓扑结构进行改良,研究感应电机变频软起动的旁路切换方法,基于全控器件的斩波调压加离散变频的控制方法,能在一定程度上减小转矩脉动,使电机平稳的运行,提高了电机的启动转矩[4-6].晶闸管离散变频应用于电机驱动的最佳触发角计算方法,但其离散变频的特点基本没变且谐波含量较高,转矩脉动较大[7].

目前,对于变频器旁路分时切换的分析较少[8],本文提出了一种基于六边形空间电压矢量的两相旁路分时切换控制的变频软起动控制策略,研究了180°方波逆变旁路分时切换控制方法,进行Simulink仿真,分析了该控制方法下的旁路切换电流响应.分时切换时电压平衡性较好,转子转速及电磁转矩平稳,极大的减小了电机的冲击电流,防止切换过程变频器发生短路故障.

1 感应电机软起动控制及旁路切换原理

1.1 感应电机软起动控制原理

根据感应电机变频调速原理,感应电机同步转速如式(1)所示.逐渐调整变频器输出电压频率,可以控制感应电机的转速由低到高稳步上升.

式(1)中:f1为定子电压频率,np为电机极对数.

感应电机变频软起动具有较大的起动转矩,其基本原理如式(2)所示.在逐步调整变频器输出电压的同时,保持Us/f1比恒定,可实现感应电机软起动过程气隙磁通恒定.再由式(3)可知,感应电机电磁转矩等于定子电流与气隙磁链的矢量积[9].因此,感应电机电磁转矩正比于气隙磁链的大小.由式(2)可知,感应电机软起动过程 可以保持近似恒定的气隙磁通.

式(2)中:Φm为气隙磁通;Ug为定子电压;Ns为定子每相绕组串联匝数;kNs为定子基波绕组系数[10].

式(3)中:Te为电磁转矩;为定子电流空间矢量;为气隙磁链空间矢量.

在小电容变频器感应电机变频软起动时,按Us/f1的值为常数逐步增加变频器输出电压的频率f1,使电机转速稳步上升,则可实现感应电机以额定转矩起动,使电机转速平稳上升到额定转速,实现起动电路小、起动转矩大的目的[11].

1.2 感应电机系统旁路切换原理

感应电机系统旁路切换原理如图1所示.定义逆变器开关向量S为(S1,S2,S3),Si=1(i=1,2,3)代表逆变器上桥臂对应开关元件导通、下桥臂开关元件关闭;Si=0(i=1,2,3)代表逆变器上桥臂对应开关元件关闭、下桥臂开关元件导通.

图1 感应电机旁路切换原理

感应电机稳态运行时,变频器直流母线电压近似为整流器输出的六脉波电压.根据三相不可控整流电路工作特性可知,每个六脉波电压波头持续期间,整流器有两个二极管导通,每个电压波头即为对应时刻的输入电源线电压[12].三相输入相电压和导通二极管及理想状态下变频器直流母线六脉波电压如图2所示.变频器等效电路如图3(a)和(b)所示.

图2 三相整流器导通时序图

分析图3可知,六脉波电压期间,感应电机都存在两相绕组等效与电网电压直接相连,具备旁路切换操作条件,但第三相不满足旁路切换的条件[13].

图3 变频器-感应电机系统瞬时等效电路

因此,本文提出一种两相分时旁路切换操作方法.理论上,图2(a)所示t1到t6区间都可以实现两相旁路操作,以t1时间内分时旁路切换来说明其操作原理.

第一步变频器驱动感应电机运行到工频50 Hz,待电机运行稳定后启动旁路切换操作.

第二步检测变频器三相输入电压的相位和实际导通的晶闸管,逐步调整逆变器触发脉冲相位,选择符合图3(a)或(b)所示导通条件的时刻完成感应电机a、b相绕组分时旁路切换[14].即调整逆变器触发脉冲相位,当检测到D1和D4导通,使逆变器开关向量为(1,0,0)或(1,0,1),闭合图1所示开关KM21和KM22.

第三步检测未进行旁路的电机c相电流,待该电流下降到零时或小到一定数值时断开变频器与感应电机之间开关KM11、KM12、KM13.根据图2所示电压波形可以看出,在t1时间内,电源C相电压由正向负过零,若感应电机c相电流滞后电压小于30°时,则t1时间内存在电流过零,则待电流下降到一定数值,并在t1时间内(3.33 ms)断开变频器与感应电机直接的开关KM11、KM12、KM13.

第四步闭合旁路开关KM23,完成旁路分时切换操作.

2 旁路分时切换过程感应电机两相供电特性分析

旁路分时切换过程感应电机由三相供电运行变换到两相旁路供电运行.为简化分析过程,假定在分时切换到两相供电运行之前感应电机已处于稳态,并取转子角频率近似等于同步角频率[15].同时假定分时切换过程发生在图2(a)所示t1区间.

取三相交流电源为

式(4)中:Um为三相电源相电压峰值;ω1为三相电源角频率;uA为电网A 相电压;uB为电网B相电压;uC为电网C相电压.

假设感应电机在稳态运行时由三相供电切换到两相供电[16],电机a、b相导通、c相断开,由图3(a)或(b)建立α-β坐标系下a、b两相供电感应电机数学模型,并取α轴与c相绕组轴线重合,如图4所示,则根据正交变换可得:

图4 两相供电等效电路模型

式(9)中:isα,isβ为α-β坐标系下定子α,β轴电流;usα,usβ为α-β坐标系下定子α,β轴电压;ia,ib,ic为感应电机a、b、c相电流;uAB为感应电机a、b相线电压.再由式(4)可得a、b相线电压:

静止α-β坐标系下感应电机动态数学模型如下定子电压方程:

式(11)～(13)中:P为微分算子;irα,irβ为α-β坐标系下转子α,β轴电流;Ψsα,Ψsβ为α-β坐标系下定子α,β轴磁链;Ψrα,Ψrα为α-β坐标系下转子α,β轴磁链;Ls为α-β坐标系下定子绕组电感;Lr为α-β坐标系下转子绕组电感;Lm为定、转子绕组互感;Rs为定子电阻;Rr为转子电阻;ωr为转子角速度.

根据式(4)、(11)、(12)、(13)可得:

由式(18)可以看出,其特征方程共有5个根,一个负实根,两对共轭复数根.负实根对应直流衰减分量,一对共轭复数根s1,2=±jω1对应定子电压激励的响应,另一对共轭复根受转子旋转角频率影响,即受反电动势激励的响应[17].以表1所示的感应电机参数为例,代入式(18),并假定切换前转子转速为额定转速,以图2(a)中t1起始时刻为计时零点,则θ0=-π/6,可得:

表1 22 kw电机参数

式(21)的结果显示,定子a相电流包含三个分量.其中,一个是衰减速度较快的直流分量,仿真结果如图5(a)所示;另一个是以定子角频率变化的正弦衰减分量,其结果如图5(b)所示;还有一个是以转子角频率变化的分量,其仿真结果如图5(c)所示.总体的电流响应如图5(d)所示.

图5 三相到两相切换定子电流响应

分析原因是在感应电机两相供电时,电机受外部电源激励,响应电流与外部激励频率相同,因此定子电流应包含按定子角频率变化的正弦分量;其次,受感应电机机械惯性较大的影响,在切换过程转子转速变化较小,转子磁链在定子绕组上的感应电势形成回路电流,该电流按转子旋转角频率变化;最后,直流衰减分量主要因为感应电机由三相供电切换到两相供电时定子漏磁场储能衰减所致,其衰减速度与漏磁场时间常数有关,因此根据电机的运行状态来判断分时切换的效果以及可行性[18].

3 旁路分时切换控制方法及仿真分析

假定图1所示变频器直流母线电压为标准六脉波电压,负载为纯阻性负载,建立如图6所示仿真模型.在图6中,开关KM11、KM12、KM13以及KM21、KM22、KM23是由双向晶闸管构成的快速开关,正反方向控制信号相同.分时旁路切换控制信号ctr2在(1.5+0.02*45/360)秒由低电平变为高电平,闭合开关KM21和KM22,使感应电机a、b两相旁路.分时旁路切换控制信号ctr1在(0.5+0.02*90/360)秒由高电平变为低电平,断开开关KM11、KM12和KM13,感应电机a、b相绕组由电源A、B相供电,感应电机c相绕组开路.旁路分时切换控制信号ctr3在(1.5+0.02*105/360)秒由低电平变为高电平,闭合开关KM23,旁路切换过程结束,选择负载30% 和空载旁路切换进行对比分析.

图6 感应电机旁路分时切换仿真模型

3.1 基于180°方波逆变的分时旁路切换控制方法

基于180°方波逆变的分时旁路切换控制方法将脉冲宽度增加到180°,逆变器由两相导通变成三相导通,可有效减小因电压不对称产生的负序分量.但基于180°方波逆变的旁路分时切换条件及其持续时间保护不变[19],同为3.33 ms.如图7(b)所示,可以看出每一时刻逆变器都存在3个高电平触发脉冲.

图7 180°方波逆变触发原理

根据上述分析,制定180°方波逆变的旁路分时切换控制方法如下[20]:

第一步待电机稳态运行后,检测三相电源电压相位,逐步调整180°方波逆变控制脉冲相位如图7所示.

第二步当D1、D4导通,ug1和ug4为高电平时旁路图1所示的KM21和KM22.

第三步检测电机c相电流,当c相电流下降到零时断开变频器与感应电机之间开关KM11、KM12、KM13.

第四步闭合旁路开关KM23,完成旁路切换操作.

3.2 基于180°方波逆变的旁路分时切换仿真分析

根据图7所示触发脉冲,建立基于180°方波逆变控制的小电容变频器感应电机系统旁路分时切换仿真模型,仿真结果如图8～13所示.

图8和图9为基于180°方波逆变控制的感应电机系统空载时和负载30%时感应电机定子三相电流.从图中可直观对比切换冲击电流与起动冲击电流的大小,切换过程无明显冲击电流[21],切换后感应电机由电网供电,受谐波影响较小,负载电流幅值较小且最大切换电流不超过切换前电流幅值,说明切换过程无冲击.

图8 空载时感应电机定子电流波形

图9 负载30%时感应电机定子电流波形

图10和图11所示为变频器空载和负载30%时输出电流波形.结果显示,切换过程变频器输出电流无突变,没有发生两相短路故障,切换后变频器输出电流为零,实现了两相旁路分时切换.

图10 空载时变频器输出电流波形

图11 负载30%时变频器输出电流波形

图12和图13是基于180°方波逆变控制的旁路分时切换过程感应电机转子转速和电磁转矩波形.结果显示,切换过程电磁转矩只有短时较小变化,受转子惯性作用转子转速基本无变化.180°方波逆变控制下的电磁转矩脉动要小,转速也更加平稳,切换过程转速波动也小.

图12 空载时电机转子和电磁转矩

图13 负载30%时电机转子和电磁转矩

4 结论

本文分析了180°方波逆变控制旁路分时切换控制策略.结果表明,通过控制变频器触发脉冲形成的变频器两相持续导通状态最大可达六分之一工频周期,即3.3 ms,提出的两相旁路分时切换控制方法可防止切换过程变频器发生短路故障,感应电机冲击电流较小[22].180°方波逆变控制下电机为三相对称运行,电压平衡性较好,切换冲击电流比电机稳态定子电流要小,转子转速及电磁转矩平稳.