2.5～2.7 GHz高效率低谐波失真的功率放大器

陈建强 林少鑫 章国豪

0 引言

移动终端设备日渐广泛使用，2.5～2.7 GHz作为时分双工-长期演进(Time Division Duplexing-Long Term Evolution,LTE-TDD)的主力频段[1]，研究提升该频段射频前端芯片性能方法的重要性不言而喻.作为无线收发系统中的核心模块，射频功率放大器在无线通信领域起着不可替代的作用.射频功率放大器位于发射链路的末端，与天线相连接[2].在射频前端芯片中，射频功率放大器属于非线性失真最大、消耗能量和产生热量最多的器件.伴随着信息技术和半导体技术的更新换代，系统对功率放大器所提出的性能要求越来越高，高效率、高线性度已经成为射频功率放大器发展的一种趋势[3-5].

2010年，Rasmi等[6]基于砷化镓(GaAs)工艺设计一款功率放大器，该功放在2.4 GHz频率时实现9.83 dB的增益，在输出功率等于14.83 dBm时功率附加效率大于11.73%.2017年，魏碧华等[7]基于GaAs增强型赝配高电子迁移率晶体管(Enhancement mode Pseudomorphic High Electronic Mobility Transistors,E-PHEMT)工艺，设计了一款应用于第五代通信和点对点传输的高性能线性功率放大器，在9～15 GHz频率内可以实现大于20 dB的小信号增益，1 dB压缩点的输出功率不小于27 dBm，以及实现不小于35%的功率附加效率.2020年，毛小庆等[8]基于GaAs PHEMT工艺，设计了一款工作在1.94～2.82 GHz频带内的高效率功率放大器，实现频带内输出功率为30.29～32.07 dBm，对应功率附加效率为30%～41.9%，小信号增益峰值为31.97 dB.

依据现代无线通信标准下所规定达到的性能指标要求，本文采用线性度好、功率密度高的InGaP/GaAs异质结双极晶体管(Hetero-junction Bipolar Transistor,HBT)工艺[9-12]设计一款工作频段为2.5～2.7 GHz的三级射频功率放大器.本设计以三级放大器结构实现了37.6 dB的高增益，设计的三陷波输出匹配网络在二次谐波频段 5.0～5.4 GHz内的抑制都小于-60 dBc，提供了一个较宽的二次谐波抑制频段.另外，该电路利用自适应偏置网络提高线性度，改善增益压缩和相位失真.

1 整体电路结构

本文所设计的射频功率放大器电路拓扑结构如图1所示.虚线框内为片上电路，通过键合金线与印刷电路板(Printed Circuit Board，PCB)进行连接.该模块采用三级放大管子作为主体电路，确保输出足够高的增益.其中第一级管子偏置在A类状态，第二级和第三级管子分别偏置在浅AB类和深AB类状态，以保证增益、线性度和效率的折中.同时，三级放大器管子均采用自适应偏置电路.特别地，为了确保低谐波失真，输出匹配网络实现了较宽的谐波陷波效果.

图1 整体功放结构Fig.1 The top PA structure

2 电路设计

2.1 自适应偏置网络的设计

对于HBT晶体管来说，由于发射区与基区所形成的发射结对正向电压具有钳制的作用，但对负向电流会产生截断，因此当功率放大器的输入信号幅度超过一定限制时，发射结电压Vbe将受到钳制，而电流IB也会出现截断现象.具体表现为正弦电压的正向部分和正弦电流的负向部分出现失真，利用傅里叶变换将失真信号在频域维度内展开，可以发现管子的电流直流部分会因此增加，而电压的直流部分会因此减少.如图2所示，这样直接导致原本设定的偏置点出现偏移现象，从P1点移动到P2点，造成管子的跨导发生变化，提前发生增益压缩现象.因此，对于大信号功率放大器来说，偏置网络需要进行自动补偿跨导的减少量，将偏置点从P2点移动到P3点.

图2 HBT晶体管的转移特性曲线Fig.2 Transfer characteristic curve of HBT transistor

本次设计采用自适应偏置网络[13-14]，如图3所示，虚线框内为自适应偏置网络，为晶体管Q0提供直流偏置.其中晶体管Q1和Q2组成电流镜结构，晶体管Q3使得电流镜的左右电路支路的器件电压维持正常工作水平，电流镜的静态输出电流Iv由Vref、电阻Rb和R1，以及晶体管Q0、Q1、Q2、Q3所决定.

图3 自适应偏置网络Fig.3 Adaptive bias network

当晶体管Q0基极加输入信号时，一部分射频信号将会通过电阻R1经管子Q1和电容Cb通路泄露到地，电容Cb降低了该通路的交流阻抗.虽然这在一定程度上消耗了一小部分输入信号的能量，但是同时也改善了增益压缩和相位失真的情况，进而优化了电路整体线性度.伴随着晶体管Q0基极的输入信号不断增大，因为晶体管Q0和Q1的发射结都具有相同的器件特性，而且电容Cb的存在使得晶体管Q1基极直流电位是固定的，则晶体管Q0的基极电位可以表达为

Vbe_Q0=VbQ1-IvR1-Vbe_Q1.

(1)

可以看出由于晶体管Q0和晶体管Q1的相同特性致使电势差Vbe_Q0和Vbe_Q1在大信号下的变化趋势一样，当发生电压钳位时，晶体管Q1发射结电势差Vbe_Q1的减少将减缓晶体管Q0发射结电势差Vbe_Q0的降低，补偿了晶体管Q0基极的电位，相当于补偿了降低的跨导.因此，该电路结构从一定程度上对增益压缩和相位失真提供了改善措施，提高了系统的线性度.

另外，电阻R1的存在也使得偏置网络具备负反馈功能，以抑制静态电流随温度的波动，降低了温度对所设计系统的影响.

2.2 输出匹配网络的设计

对于偏置在Class AB状态的功率放大器来说，电路整体效率随着导通角的降低而升高，与此同时输出信号中谐波分量的占比也增大，特别地，在导通角α>π的阶段以二次谐波分量的影响最为主要.因此，在功率级电路的输出端口设计谐波抑制电路是必不可少的[15].本设计采用多个串联谐振电路对系统的二次谐波和三次谐波进行抑制.如图4所示，电容C2和电感L2构成串联谐振电路，在二次谐波附近表现为短路状态，而在工作频率带宽内则表现为高阻抗，从而使得只有输出信号中的基频信号传输到负载ZLoad.

图4 谐振电路及其基波等效电路Fig.4 Resonant circuit and its equivalent circuit of the fundamental wave

图4右图为基波等效电路，其中电容Ceq在基频f0下的阻抗为

(2)

根据电容C2和电感L2的谐振频率为2f0，则

(3)

因此可以得到：

(4)

所以可以计算得到谐振电容C2和谐振电感L2为

(5)

(6)

在本设计中，输出匹配网络实现了3个由串联LC组合组成的谐振电路，如图5所示，其中包括电容Cp1和电感LBW1、电容Cp2和电感LBW2构成的2个串联谐振电路，它们分别在二次谐波附近以不同的频率谐振，电容Cp1和电感LBW1谐振于5 GHz，用以抑制电路输出二次谐波中的较低频点，电容Cp2和电感LBW2谐振于5.4 GHz，用以抑制电路输出二次谐波中的较高频点，因此组成了在宽频率范围内的二次谐波杂散输出的抑制电路.另外，电容Cp3和电感LBW3构成第3个串联谐振电路，用于抑制电路输出的三次谐波，这使得无需在发射链路中进行额外的谐波滤波.

上述3个谐振电路都可等效成为基频处的电容，考虑到良好的输出带宽，提高整体电路Q值.如图5所示，输出匹配电路采用2个级联L型低通匹配网络进行设计，结合谐波抑制电路一起构成整个输出匹配网络.因此，可以实现具有谐波滤波的紧凑输出匹配网络，从而减小了系统的尺寸、成本和功耗.

图5 输出匹配网络Fig.5 Output match network

图6展示了输出匹配网络仿真所得的反射系数和传输系数与频率之间的关系.该输出匹配网络在工作频段2.5～2.7 GHz内的插入损耗在0.7 dB以内，而且所设计的谐振电路在5.0 GHz和5.4 GHz附近产生两个抑制点，使得在二次谐波频段5.0～5.4 GHz内的抑制都低于-60 dB，提供了一个较宽的二次谐波抑制频段，保证了低谐波失真性能；另外，在三次谐波频率处也实现了很好的谐波抑制性能.

图6 输出匹配网络仿真结果Fig.6 Simulation result of the output match network

3 仿真结果

本设计采用三级放大器架构搭建了工作频段为2.5～2.7 GHz的射频功率放大器，采用4.5 V的供电电压以及2.85 V的参考电压，综合考虑功率放大器的最大输出功率和增益水平，最终确定三级放大器管子的静态电流分别为26、55和141 mA.利用ADS (Advanced Design System)对片上绕线电感进行电磁(Electromagnetic,EM)仿真，整体电路经过调谐后，得到小信号S参数仿真结果如图7所示，在2.5～2.7 GHz工作频段内所测得功率放大器的小信号增益S21在37.6～37.8 dB之间，输入回波损耗S11均小于-12 dB，输出回波损耗S22均小于-13 dB，表明该电路小信号性能较好.同时，在5.0～5.4 GHz的二次谐波频段内S21均小于-50 dB，在三次谐波频率处S21均小于-80 dB，实现了较好的谐波抑制性能.

图7 S参数仿真结果Fig.7 Simulation result of the S-parameters

图8展示了本设计的功率放大器谐波性能仿真结果，其中：Pout表示输出功率，单位为dBm；HD2和HD3分别表示二次和三次谐波的相对功率，单位为dBc；fRF表示输入信号的频率，单位为GHz.根据仿真结果可以看出二次和三次谐波都小于-60 dBc，实现了低谐波失真的良好性能.

图8 谐波仿真结果Fig.8 Simulation result of the harmonic

图9给出了功率放大器的大信号增益仿真结果，可以看出该功率放大器的大信号增益在37.6 dB左右，实现了较高的增益水平，1-dB压缩点的输出功率大于32 dBm.

图9 增益仿真结果Fig.9 Simulation result of gain

图10为功率附加效率的仿真结果，在2.5～2.7 GHz内该功率放大器能实现32 dBm的饱和输出功率以及对应大于36%的功率附加效率(Power Added Efficiency,PAE).

图10 功率附加效率仿真结果Fig.10 Simulation result of PAE

4 结束语

针对2.5～2.7 GHz的工作频段，本文设计了一款三级功率放大器架构，利用自适应偏置网络提供直流偏置点，在输出匹配网络上实现一个较宽的二次谐波抑制频段，通过ADS仿真结果表明所设计功率放大器可以实现32 dBm的饱和输出功率以及对应大于36%的功率附加效率(PAE)，以及二次和三次谐波都小于-60 dBc的良好谐波抑制性能.