基于共面波导缺陷地慢波传输线的Wilkinson 功分器

黄 文,李 靓,李 露,任 仪

(重庆邮电大学 光电工程学院,重庆 400065)

Wilkinson 功分器是微波系统中的重要组成部分[1-2],它具有良好的端口匹配性能和输出端口之间较好的隔离度,但是由于其两臂为四分之一波长传输线,功分器尺寸与波长相关,当频率较低时,功分器的尺寸较大。随着通信系统的发展,微波电路的集成度越来越高,微波器件的小型化成了器件设计的发展趋势,所以研究如何减小传统Wilkinson 功分器的尺寸具有重要的意义[3-5]。

目前,通过加载耦合线的方法可以实现Wilkinson 功分器的小型化效果,文献[6]通过在两臂传输线上加载非对称耦合线、低阻抗线、三阶耦合线实现了具有谐波抑制效果的小型化微带功分器,不过其小型化效果稍差。在功分器两臂的微带传输线上加载集总形式的并联电容和串联电感[7]或使用多段LC 集总元件代替传输线[8]可以实现小型化Wilkinson 功分器,且其小型化效果显著,但是当频率过高时,集总元件寄生参数的影响会使电路性能恶化。文献[9-11]通过在传输线上加载折线、缺陷地、高低阻抗线等结构,分别实现基于半模基片集成波导、共面波导和微带线的慢波结构,达到了Wilkinson 功分器的小型化效果。使用慢波结构传输线设计的功分器小型化效果明显,设计和制造成本低廉,不过其小型化程度相对于文献[7]和[8]来说稍差。与基片集成波导结构相比,共面波导结构无需打孔,结构设计更加简单。与微带线相比,共面波导结构色散更低,紧邻的共面波导中心导带之间由于有接地面相间隔,有较好的屏蔽,更利于在高集成度的电路中应用,所以近年来共面波导结构在微波器件中的应用受到了广泛的关注。

本文基于共面波导结构慢波传输线设计了一款Wilkinson 功分器,其设计的中心工作频率为1.8 GHz,使用IE3D 全波仿真软件对其进行仿真和优化,最后将此功分器仿真结果与测试结果对比,验证设计方法的可行性。

1 传输线分析和设计

1.1 共面波导传输线电路分析

单元长度为p的共面波导结构传输线等效电路如图1 所示。

图1 共面波导传输线单元的等效电路Fig.1 Equivalent circuit of coplanar waveguide transmission line unit

其中,R代表导体的有限电导率产生的损耗,G代表导体之间填充材料的介电损耗,L为传输线上总的等效串联电感,C为传输线上总的并联电容。在不考虑损耗的情况下,R和G都等于0,单位长度的传输线的等效阻抗Zp、等效相位传播常数β和等效相速vp可以表示为:

式中:ω为中心角频率。

从式(1)～(3)可以看出,等比例的增加电感和电容,传输线特性阻抗不变,但是其相速会随之降低,从而传输线在该频率的波长变短。所以通过在共面波导传输线上加载高低阻抗线[12-14]、枝节线[15]、缺陷地[10,16]等结构,增加单位长度上的等效电感和电容,可以构造共面波导结构慢波传输线。因为传输线的尺寸和波长成正比,所以共面波导结构慢波传输线的尺寸比传统共面波导传输线尺寸更小。

1.2 共面波导结构慢波传输线设计

通过理论分析可知,要实现慢波效果,需增加共面波导传输线的等效串联电感和并联电容。因此,将中心导带的线宽变窄,实现高阻抗线来增加共面波导传输线的等效串联电感,而在中心导带上加载哑铃型支节来增加中心导带与接地面间的耦合,从而增加共面波导传输线对地的等效并联电容。在高阻抗线处同时加载矩形支节,也会增加中心导带与接地面间的耦合,从而增加共面波导传输线的等效并联电容。

慢波传输线结构图如图2 所示。由图2 可见,该慢波传输线由两个慢波传输单元构成,来实现功分器中具有90°相移和70.7 Ω 特征阻抗的传输线,且所设计的中心频率为1.8 GHz。在慢波传输线连接输入和输出端90°拐角处进行切角处理,以减小传输线的不连续性,从而减小传输过程中的反射。该传输线采用F4B 介质基板,相对介电常数为2.65,损耗角正切为0.002,介质基板厚度为1 mm。利用IE3D全波仿真软件对此慢波传输线进行仿真,其S参数和相移如图3(a)所示。该传输线在0～4 GHz 的频带范围内|S11| 小于-15 dB,|S21| 大于-0.1 dB,中心频点1.8 GHz 处传输线的相移为90.0°,且通带范围内相位线性度良好。如图3(b)所示,在1.8 GHz 处等效特性阻抗实部为70.8 Ω,虚部为1.1 Ω。由此可见,图2 所示的共面波导慢波传输线具有良好的性能,可以很好地替代Wilkinson 功分器中的四分之一波长传输线。

图2 慢波传输线结构Fig.2 Structure of the slow-wave transmission line

图3 慢波传输线仿真结果Fig.3 Simulation of the slow-wave transmission lines

2 Wilkinson 功分器设计

采用F4B 介质基板,其相对介电常数为2.65,损耗角正切为0.002,厚度为1 mm,将所提出的共面波导慢波传输线代替传统Wilkinson 功分器中的四分之一传输线,实现Wilkinson 功分器,其功分器结构图如图4(a)所示。为了使共面波导各个接地面的电势相等,采用杜邦线作为跳线将各个接地面进行连接。隔离电阻采用型号为0805 的100 Ω 贴片电阻。因为在两个慢波传输线末端需要连接隔离电阻,接地面上需要预留出隔离电阻的位置,使位于两个慢波传输线末端中间区域的共面波导接地面的面积减小,导致连接有隔离电阻的那段传输线阻抗变大,超过70.7 Ω,从而影响功分器的隔离度的工作频带范围,所以需要增大连接隔离电阻的那段共面波导传输线的中心导带宽度,使其特性阻抗达到70.7 Ω。

图4 Wilkinson 功分器结构图Fig.4 Structure of Wilkinson power dividers

为使功分器具有较宽的带宽和较低的插入损耗,使用全波仿真软件IE3D 对其结构的尺寸进行优化仿真。表1 给出了最终优化尺寸,参数标注如图4(a)所示。功分器的尺寸为28.6 mm×21.2 mm,即0.21λg×0.16λg,其中λg是中心频率为1.8 GHz 时介质基板上的导波长度。图4(b)为采用同样的介质基板且工作频率同为1.8 GHz 的共面波导传输线实现的Wilkinson 功分器结构图,作为对比。由图4 可见,本文提出的功分器仅为后者尺寸的48%。

表1 所提出的Wilkinson 功分器尺寸Tab.1 Dimensions of the proposed Wilkinson power divider mm

图5 给出了本文所提出的功分器与传统功分器仿真结果对比。由图5 可知,本文提出的功分器在中心频点1.8 GHz 处,|S11| 为-24.18 dB,|S21| 和|S31|分别为-3.20 dB 和-3.21 dB。在1.32～2.30 GHz 的频带范围内|S11| 小于-15 dB,|S21| 和|S31| 均大于-3.39 dB,|S32| 小于-15 dB,相对带宽为54%。作为对比,传统功分器结构如图4(b)所示,为避免因隔离电阻的加载引起的接地面减少导致特性阻抗增大,同样增大其连接隔离电阻的那两段共面波导传输线的中心导带宽度,使其特性阻抗达到70.7 Ω。由图5 仿真结果可以得到,传统的功分器在中心频点1.8 GHz处,|S11| 为-39.9 dB,|S21| 和|S31| 分别为-3.31 dB和-3.29 dB。在1.28～2.26 GHz 的频带范围内|S11|小于-15 dB,|S21| 和|S31| 均大于-3.53 dB,|S32| 小于-15 dB,相对带宽为54%。可以看出,本文提出的功分器相较于传统的功分器具有相同的带宽和更低的插入损耗。

图5 提出的功分器与传统功分器仿真结果Fig.5 Simulated results of the proposed power divider and conventional power divider

Wilkinson 功分器实物照片和测试结果分别如图6和图7 所示,其中测试采用的仪器为德科技8510C 矢量网络分析仪。如图7(a)和(b)所示,该功分器的测试中心频率为1.93 GHz,中心频点处|S11| 为-23.8 dB,|S21| 为-3.56 dB,|S31| 为-3.53 dB,在1.58～2.20 GHz 的频率范围内,其|S11| 小于-15 dB,|S21| 和|S31| 均大于-3.6 dB,|S32| 小于-15 dB,相对带宽为32%。如图7(c)所示,1.93 GHz 处两输出端口之间的幅度差和相位差分别为0.03 dB 和1.27°,在1.58～2.20 GHz 频率范围内,两输出端口之间的幅度差和相位差分别小于0.11 dB 和1.35°。

图6 功分器实物照片Fig.6 Photo of the proposed power divider

图7 功分器仿真和测试结果Fig.7 Simulated and measured results of the power divider

该Wilkinson 功分器的测试结果整体趋势与仿真结果吻合良好,但还是存在一定程度的偏差,这是因为仿真时使用了5 根跳线连接接地面,跳线会增加中心导带对接地面的耦合电容,而焊接时无法保证跳线的位置和高度与仿真时完全一致,导致中心频点略有偏差,另外电路板加工的精度和测试设备也会造成一定的误差。

表2 为本文设计的小型化功分器与近几年发表的文献中设计的小型化功分器的性能参数对比。表2 中的相对带宽为|S11| <-15 dB 的频带宽度与中心频率之比,λg是中心频率处介质基板上的导波长度。可以看出本文所提出的功分器相较于文献[5]和[6]所提出的功分器具有更大的带宽,相较于文献[2]和[6],本文所提出的功分器具有更小的尺寸。在中心频点处,本文所提出的功分器各项指标良好。

表2 本文功分器与其他文献功分器的性能对比Tab.2 The performance comparisons between the proposed power divider and other works

3 结论

本文通过慢波传输线的理论分析,采用高阻抗线和哑铃型缺陷地以及加载的哑铃型支节和矩形支节,设计了一款基于共面波导的慢波传输线,并将其代替Wilkinson 功分器中的四分之一波长传输线,实现了小型化Wilkinson 功分器,所提出的功分器尺寸仅为传统Wilkinson 功分器的48%。测试表明此功分器具有较好的带宽且通带内性能良好,可以应用于无线通信系统中。