直流配网DC/DC变压器设计与调试

李国胜，向保林

（武汉电力职业技术学院电力工程系，湖北 武汉 430079）

目前，随着直流负荷的广泛应用，直流配电技术开始成为一种备受关注的配电形式。柔性直流配电网具备在交流侧提供无功支撑的能力，并且谐波含量低[1-2]，能够更加高效地将光伏和风电等分布式电源、储能装置以及各类负荷整合到配电网中[3]，适用于园区供电以及多个园区之间的互联，是未来配电网发展的方向。

为构建完整的直流配电网，直流变压器（DC transformer，DCT）成为连接多电压等级直流配电系统的关键设备[4-6]。目前，国内外研究机构对直流变压器的拓扑结构及控制策略展开了大量研究，相继提出了基于非隔离型结构的方案[7]、基于三电平扩容的方案[8]、自耦型方案[9]、多端口方案[10]、多电平方案[11]等多种拓扑结构。

文献[12]设计了一种将多重化三电平和模块化多电平相结合的电气拓扑，能够满足直流汇集的要求，但其中涉及到了大量的交流变压器，其本质仍是针对交流进行变压，若将其应用于直流配电网，成本较高。文献[13]依据LC串联谐振原理，提出了一种模块化直流变压器，该设备具有中、低压直流配电系统间双向导通的能力，并使用了高频变压器，以缩小设备占地面积，但其选用两电平换流器为交直流能量转换设备，将增大系统谐波含量。文献[14]采用了基于模块化多电平换流器（modular multilevel converter，MMC）的直流变压器，以降低谐波含量，文献[15]在其基础上对MMC直流变压器的控制系统进行了设计，同时引入了全桥型子模块（full bridge sub-module，HBSM）以实现直流故障隔离职能。但上述两种MMC直流变压器所需子模块（sub-module，SM）较多，经济性较低。此外，诸如大连海事大学[16]、天津大学[17]等高校亦开展了相关研究，并研制了兼备科研及教学功能的DC/DC变压器动模样机。

在上述背景下，本文设计了一种新型DC/DC变压器，该拓扑可以实现直流直接变压，结构简单，体积小，无需体积庞大的交流变压器，经济性较高。依次进行了变压器主电路拓扑结构设计、子模块电容取值计算、变压器工作机理分析、调制策略设计、与常规模块化多电平直流变压器对比等工作，最后进行了软件仿真校验以及物理实验验证，证明了所提出的直流变压器能够连接不同电压等级的直流线路，并可以双向配电，响应速度较为灵敏，能够用于直流配网工程实际。

1 变压器拓扑结构及工作机理

1.1 变压器拓扑结构

模块化DC/DC变压器拓扑如图1a所示，该变压器由n个子模块构成，各个子模块内部结构如图1b所示。

图1 直流变压器拓扑结构Fig.1 DC transformer topology

图1中，U1，U2分别为一、二次侧的直流电压；C1，C2分别为子模块内部一、二次侧电容，负责支撑两侧的直流电压；T1～T4为负责控制C1，C2投切的IGBT开关；D1，D2为与IGBT反并联的二极管，负责续流；T5～T8为负责隔离子模块两端口之间电流的IGBT开关；S为电力电子开关群组，能够正反双向导通，S与T3，T4相配合负责对C1，C2均压。

若变压器正常工作时，一次侧投入子模块数为n1，二次侧投入子模块数为n2，两侧等效电容Ceq1和Ceq2为

同时变压器一、二次侧投入子模块所储存的能量应相等，即

故C1，C2取值应满足的关系为

1.2 变压器工作机理

各SM的C1，C2两电容投切状态由T1～T4四个IGBT控制，故各个SM总共有三种工作模式，假设功率从一次侧向二次侧传递，则各个工作模式下的电流路径如图2所示。

图2 子模块工作模式Fig.2 Sub module operation mode

工作模式 1：导通 T2，T3，T5三个 IGBT，其余IGBT保持关断，使一次侧C1投入，二次侧C2切除。在该状态下，直流电流为C1充电，C1电压上升，C2无电流流过，其电压保持恒定。

工作模式 2：导通 T1，T3，T7三个 IGBT，其余IGBT保持关断，使一次侧C1切除，二次侧C2投入。在该状态下，直流电流由C2放电提供，C2电压下落，C1无电流流过，其电压保持恒定。

工作模式3：导通T1，T2，T4三个IGBT，以及开关S中的IGBT，使C1，C2均处于切除状态，外部电路将不会影响 C1，C2电压，C1，C2通过 T4及 S 构成闭合回路，进行均压，直至C1，C2电压相等。

必须注意的是，C1，C2两电容不可同时投入，即 T3，T5，T7三个 IGBT 或 T4，T6，T8三个 IGBT 不可同时导通，否则子模块一次侧和二次侧将直接构成闭合回路，将产生极大的过电流，烧毁电力电子开关器件。

假定功率从一次侧向二次侧传递，SM处于工作模式1或工作模式2时，C1的电压UC1处于上升或恒定状态，而C2的电压UC2处于下降或恒定状态。若变压器各个SM仅处于工作模式1或工作模式2会造成UC1逐渐升高，UC2逐渐下降，能量无法从一次侧向二次侧传输。当SM处于工作模式3时，SM内部电容C1和C2均为切除状态，此时，两电容不参与支撑变压器一、二次侧直流电压U1和U2，而是以两电容均压的方式形成了一、二次侧能量流通回路，两电容电压均衡过程中UC1下降，UC2上升。工作模式3实现了功率由一次侧向二次侧的传递，该模式是维持SM两侧电容电压均衡的关键环节。在变压器工作过程中，应有一定数目的子模块处于工作模式3状态，确保C1和C2电压均衡，实现一、二次侧能量流通。

2 变压器调制策略

经采集的C1，C2电压信号应首先在控制器中按照从小到大的顺序进行排序，由于应用于配电网的直流变压器所需子模块数量较少，排序算法采用经典冒泡排序法即可，n个子模块需要进行n（n-1）/2次比较，以电容C1电压为例，具体排序流程如图3所示。

图3 冒泡排序法流程图Fig.3 Flow chart of bubble sorting method

假定功率从一次侧向二次侧传递，即一次侧投入的电容电压上升，二次侧投入的电容电压下降，则在每个控制周期内有以下投切规则：1）切除一次侧C1电压最大的SM，停止对其C1充电，切除二次侧C2电压最小的SM，停止对其C2放电；2）投入一次侧C1电压最小的SM，对其C1进行充电，投入二次侧C2电压最大的SM，对其C2进行放电；3）若出现一次侧和二次侧电容均为切除状态的子模块，则使该子模块进入工作模式3，均衡两电容的电压。

3 与常规直流变压技术对比

常规隔离型模块化多电平直流变压器的本质仍是使用高频交流变压器进行变压，并依据变压器一、二次侧直流电压来确定SM使用数量。如图4所示的单相DC变压器，其一、二次侧处于投入状态的子模块数量分别为N1和N2，即全部子模块个数为4（N1+N2）。而本文所提出的模块化多电平的DC/DC变压器（拓扑如图1a所示）所需SM数量为N1+NS3，电容数量为2（N1+NS3），NS3为工作模式3的SM数量，为了降低NS3，可在控制阀选取额定电流较高的IGBT，即使选取与低压侧额定电流相同的IGBT，NS3与N2相等，本文所提的直流变压器所需的SM数量、电容数量也远小于常规直流变压器，应用于直流配电网成本较低，体积较小。

图4 常规模块化多电平直流变压器Fig.4 Conventional modular multilevel DC transformer

常规隔离型模块化多电平直流变压器，每个电容需要2个IGBT进行控制，变压器总共需要8（N1+N2）个IGBT。而本文的DC/DC变压器，每个SM中包含10个IGBT，即每个电容平均需要5个IGBT，变压器总共需要10（N1+NS3）个IGBT。由于NS3≤N2，所以两种方法所需IGBT数量基本一致。

常规隔离型模块化多电平直流变压器必须使用高频交流环节实现变压，势必产生一定的交流损耗，而本文所提出的DC/DC变压器能够直接变换直流电压等级，无需交流线路及高频变压器等中间环节，降低了装置体积及运行损耗。此外，常规隔离型模块化多电平直流变压器的换流桥臂中包含高频交流分量，其IGBT动作频率通常为交流侧频率的2～3倍。而本文所提出的DC/DC变压器桥臂电流仅存在直流分量，电压波动率相同时，开关频率更低，因而开关损耗也低于隔离型直流变压器。

4 仿真及实验

4.1 仿真验证

依据所述拓扑结构在PSCAD软件上构建了20电平10 kV/15 kV直流变压器模型，直流系统额定传输有功功率为5 MW，变压器参数为：子模块总数n=20，一次侧投入子模块个数n1=15，二次侧投入子模块个数n2=10，一次侧子模块电容值C1=5 000 μF，二次侧子模块电容值C2=7 500 μF，一次侧直流电压值U1=15 kV，二次侧直流电压值U2=10 kV，额定功率PN=5 MW。

直流系统初期一次侧向二次侧稳定传输4.5MW，在5 s时刻翻转至-3 MW，变压器各个物理量动态响应波形如图5所示。

图5 仿真波形Fig.5 Simulation waveforms

DC/DC变压器的一、二次侧的换流器均采用PV下垂控制。观测图5可得出，DC功率翻转后，两侧直流电压存在下滑趋势，约0.25 s后恢复额定值；直流电流约在5.12 s时刻下降至0，5.25 s时刻趋于稳定；子模块电容电压约在5.12 s时刻下降至波谷，时间基本与直流电流过零时刻相吻合，由于电流反向后传输功率较低，故电容电压波动量比翻转前相对较小。

为了进一步体现该拓扑的优势，搭建了相同容量的常规隔离型模块化多电平直流变压器模型，与本文拓扑进行仿真对比，两种变压器一、二次侧功率对比如图6所示。

图6 两种变压器功率对比Fig.6 Power comparison of two kinds of transformers

常规隔离型模块化多电平直流变压器一次侧和二次侧功率分别为5.08 MW和4.93 MW，损耗约为2.95%，本文的直流变压器一次侧和二次侧功率分别为5.04 MW和4.96 MW，损耗约为1.59%，常规直流变压器所产生的更多损耗主要是由交流变压器及桥臂环流产生的。另外所搭建的常规直流变压器模型为保证交流侧谐波含量较低，采用PWM调制，变压器两侧桥臂均使用了10个子模块，总共需要80个子模块，远多于本文所提出的直流变压器。

4.2 实验验证

为贴合工程实际，依据所述拓扑结构搭建了8电平50 V/75 V直流变压器物理动态模拟系统，直流系统额定传输功率为150 W，由于电压等级较低，样机采用IRF530A替代IGBT，其耐压与耐流能力分别为100 V和14 A，变压器具体参数为：子模块总数n=8，一次侧投入子模块个数n1=6，二次侧投入子模块个数n2=4，一次侧子模块电容值C1=1 000 μF，二次侧子模块电容值C2=1 500 μF，一次侧直流电压值U1=75 V，二次侧直流电压值U2=50 V，额定功率PN=150 W。实验布线如图7所示。

图7 实验平台Fig.7 Experimental platform

变压器一次侧与直流电源相连接，二次侧与四象限功率放大器连接，在运行初期一次侧向二次侧稳定传输120 W有功功率，一段时间后下降至90 W有功功率，变压器各个物理量动态响应波形如图8所示。由于实验室所用直流电源无法吸收功率，所以暂时未进行功率翻转实验。

图8 实验波形Fig.8 Test waveforms

由图8可知，传输功率下降后直流电压稍有下滑趋势，但能够迅速恢复并保持稳定，同时直流电流能够较快速地达到设定值，待电容电压恢复稳定后，其波动量较功率下降前有所降低。

综上所述，所设计的DC/DC变压器在仿真软件和实验平台中均有良好的稳态及动态特性，且两者的动态响应趋势大致相同，证明了该DC/DC变压器拓扑结构及其控制流程的正确性。

5 结论

本文设计了一种适用于直流配电网的DC/DC变压器，无需交流设备，能够依靠电容实现直流直接变压，并且具备双向配电能力，经济性较高。针对所设计的拓扑结构，推导了两电容器的容值关系，并根据不同工作模式的子模块设计了相应的调制策略。通过与常规模块化多电平直流变压器的对比，得出本文的方案具有成本低、损耗小、体积小等优势。最后该DC/DC变压器通过了PSCAD仿真模型验证以及8电平实验样机验证，具有一定的工程适用性。