开绕组电机伺服控制中开关电源的设计与应用

冯君璞，洪俊杰，江梓丹

（广东工业大学自动化学院，广东 广州 510006）

开绕组电机（open winding motor）的伺服驱动系统具有多电平的电压输出能力、可减少开关损耗、具备一定的容错能力等优势，在国内的高校研究及工业伺服控制的应用日益增多[1]。开关电源通过高频变压器进行电压变换和电网隔离，相比传统直流稳压电源具有高效、高稳定性、体积小等优点[2]。由于开绕组电机伺服驱动系统的双逆变器拓扑较普通的电机单逆变器拓扑多一个逆变器，所以该伺服驱动系统的供电电源设计十分重要。

针对开绕组电机伺服驱动电路的双逆变器结构，需为两套逆变功率模块及相应的保护电路供电[3]。设计一种使用TOP247Y的两路输出单端反激式开关电源。两路高精度、低纹波的5 V输出分别为两部分电路供电：1）每一路5 V电源可直接对保护电路芯片供电；2）通过B0515LS直流变压模块对逆变功率模块供电[4]。这样设计减少了高频变压器的次级输出路数，从而减小高频变压器体积，降低了高频变压器的设计难度。实验结果表明，该开关电源满足开绕组电机伺服驱动电路的供电要求，稳定性好，纹波小。

1 基本原理

1.1 开绕组电机伺服系统原理

开绕组电机即在不改动电机的电磁设计和机械结构的情况下，将Y型中性点打开并在绕组两端各接一个逆变器，构成开绕组电机驱动拓扑结构[5]。其结构如图1所示。

由图1可知，开绕组电机左右各有三个端子a1，b1，c1以及 a2，b2，c2，分别连接两个三相逆变器INV1，INV2。单一的三相逆变器需要：1）独立供给上三桥臂的电源3路；2）供给下三桥臂的电源1路；3）每个逆变器相应的保护电路。则开绕组电机至少需要10路独立电源供电[6]。

图1 开绕组电机拓扑结构Fig.1 Topology of open winding motor

1.2 开关电源原理

开关电源使用TOPSwitch-GX系列芯片，可以在满足反馈偏置电流工作范围时调节占空比线性控制[7]，工作原理图如图2所示。

图2 开关电源工作原理图Fig.2 Schematic diagram of switching power supply

由图2可知，市电220 V经滤波后通过整流输出直流母线电压，输入至反激式高频变压器及TOP电源芯片自启动作用后输出高频矩形波电压[7]，再通过三端稳压芯片（low dropout regulator，LDO）输出稳定直流电压。而通过电压采样反馈电路和光耦传输电路反馈至电源芯片控制电流Ic端，从而控制MOSFET开关管以一定占空比导通[8]。即输出电压低时反馈至开关电源芯片的控制电流低，芯片将占空比上调从而使输出电压升高，当输出电压高时则相反[9]，使电压稳定输出。

2 开关电源设计

2.1 设计思路

开绕组电机伺服驱动系统拓扑需要两个逆变器及相应的两套保护电路，由1.1节可知，高频变压器次级至少需要输出10路独立电源，这增加了开关电源的设计难度。对于开关电源设计思路是通过输出两路大功率的5 V电压，第1路5 V输出作为逆变器INV1保护电路芯片的电源并供给逆变器INV1的四个直流电压转换模块；第2路5 V输出作为逆变器INV2保护电路芯片的电源并供给逆变器INV2的四个直流电压转换模块。这样设计既能减少高频变压器的次级输出路数，降低开关电源的设计难度，还能减少开关电源输出端使用的电力电子器件，降低干扰。

2.2 设计要求

输入电压UACin=220 V，考虑到电网波动，交流电最大值、最小值分别为Umax=260 V，Umin=180 V；电网频率f=50 Hz；电源效率η=90%。考虑到单路电压需供给一个三相逆变器及对应保护电路，每路输出功率需留有一定裕量，总输出功率Po=96 W；各路输出如表1所示。

表1 开关电源各路输出Tab.1 Switch power output

2.3 参数计算

滤波电解电容值按工程经验值3 μF/W来计算：

式中：Po为输出功率，Po=96 W。

考虑裕量，滤波电解电容取Cin=330 μF/450 V[10]。

开关电源选用整流桥型号为GBJ2510，输入直流电压最小值为

式中：Umin为交流电最小值，Umin=180 V；tc为整流桥相应时间，tc=3 ms；f为电网频率，f=50 Hz；η为电源效率，η=90%。

输入直流电压最大值为

由直流电压和反射电压计算最大占空比，开关电源芯片选用TOP247Y，输入电压为220 V，一般设计反射电压时选取15%的裕量[11]。反射电压UOR为

式中：UTOP247Y为TOP247Y开关管耐压值，UTOP247Y=600 V。

取UOR=135 V，则最大占空比Dmax为

式中：UDS为导通压降，UDS=10 V。

初级绕组平均电流值IAVG为

根据平均电流值和最大占空比计算初级绕组峰值电流值Imax为

式中：Kpp为电流脉动系数，Kpp=0.6。

初级绕组峰值电流1.683 A小于TOP247Y的极限电流2.511 A，满足TOP247Y的工作条件。

反激式高频变压器初级绕组电感为

式中：Z为损耗分配系数，Z=0.5；fs为电源芯片频率，fs=132 kHz。

初级绕组电感选择为550 μH。

选取高频变压器铁心及骨架，磁芯面积乘积AP为

式中：Bw为工作磁通密度，Bw=0.2 T；Kw为窗口使用系数，Kw=0.4；Kf为波形系数（方波时），Kf=4；J为电流密度，J=5 A/mm2[12]。

查磁芯参数表选定PC40EE33磁芯，该磁芯的磁芯面积乘积 AP=1.153 cm4＞0.5193 cm4；磁芯有效截面积 Ae=114 mm2；窗口面积 Aw=101 mm2；根据经验公式计算磁芯最大功率Pt为

经计算Pt=107.4 W＞Po，PC40EE33磁芯的磁芯面积乘积AP及输出功率Po均满足设计要求。考虑到初级一路输入，次级两路12 V输出及一路反馈偏置输出，选用EE33立式6+6骨架，对应针脚设计图如图3所示。

图3 高频变压器针脚图Fig.3 High frequency transformer pin

EE33立式6+6骨架中1～3脚为初级绕组输入，5～6，8～9脚为次级绕组12 V电压输出，11～12脚为反馈偏置输出，图中带点处为同名端。

初级绕组匝数Np为

式（11）中，初级绕组峰值电流值Imax=1.683 A，初级绕组电感Lp由式（8）得出，初级绕组取33匝。

次级输出整流二极管选MBR20100CT，次级绕组匝数N1-2计算如下：

式中：Uon为导通压降，Uon=0.85 V；U1-2为输出电压，U1-2=12 V。

1～2路输出12V/4A，选取次级绕组匝数为3匝。

反馈偏置电路匝数NF计算如下：

式中：UF为输出电压，UF=12 V。

反馈偏置电路选取绕组匝数为3匝。

高频变压器气隙δ计算如下：

式中：μ0为真空磁导率，μ0=4π×10-7H/mm；磁芯有效截面积Ae=114mm2；AL为电感系数，AL=3 840 nH/N2。

高频变压器线径选取，初级线径DP计算：

截面积SP计算：

穿刺深度d计算：

式中：ω为角速度；γ为电导率，γ=58×106S/m。

由于初级线径Dp＞2d=0.364 mm，线径大于2倍的穿刺深度，以及电流的趋肤效应，为增大导线的表面积，需采用多股线绕制。

次级线径Ds计算：

式中：Io为次级输出电流，Io=4 A。

截面积Ss计算：

由于次级线径Ds＞2d，线径大于2倍穿刺深度，采用多股线绕制。查美国线规（American wire gauge，AWG），选用初级、次级导线如表2所示。

表2 高频变压器导线型号Tab.2 Type of conductor for high frequency transformer

3 开关电源外围电路设计

3.1 次级整流滤波电路设计

次级两路输出绕组峰值反向电压UPIVS为

反馈偏置电路峰值反向电压UPIVF为

根据式（20）、式（21）的峰值反向电压，选用整流二极管型号为MBR20100CT，峰值电流为20 A＞4 A。反馈偏置电路选用快开关二极管1N4148。滤波电路选用1 000 μF/16 V电解电容和1 μF/50 V的贴片电容并联构成低等效串联阻抗，后加3.3 μH电阻式电感。

LDO芯片AMS1084可输出低纹波、高精准度的5 V电压。考虑到最大输入电流为4 A，为防止AMS1084芯片发热严重，AMS1084芯片前端加黄金铝壳电阻防止浪涌电流，同时作为功率负载，该电阻阻值及功率计算如下：

式中：UR为AMS1084CT-5.0输入电压；UAMSmax为芯片最大电压；UAMSmin为芯片最小电压；Io2为输出电流；Po2为输出功率。

根据式（22）选用5 Ω/75 W的黄金铝壳电阻：

式中：Vmax为使用电阻后可输出最大电压。

通过式（23）验证选用该型号电阻满足开关电源设计的输出要求。

3.2 其余电路

EMI滤波电路的π型电路X和Y电容选值计算：考虑电容耐压值，CX选用0.1 μF/250 V AC的安规电容。

共模滤波电容CY：

式中：Ig为漏电流，根据IEC60335-1规定，对Ⅰ类漏电流不超过0.75 mA；f为电网频率。

计算可得选用两个10 μF/250 V的安规电容。

共模滤波电感L：

额定电流较大时，共模电感的线径需增大，保留一定裕量，取5 mH。

文中选用DC-DC稳压转换电源模块B0515LS-1W为逆变器的各个IGBT供电，选用A0515-1W输出±15 V为电流传感器供电。电压转换模块输入端使用4.7 μF的贴片电容，输出端使用1 μF/25 V的电解电容进行滤波。

根据上文计算的高频变压器参数及外围电路设计，开关电源整体设计电路如图4所示。

图4 开关电源设计图Fig.4 Switch power supply design

4 实验结果与分析

为验证设计的可行性和效果，制作了该应用于开绕组电机伺服驱动系统的开关电源。高频变压器次级输出电压波形如图5所示。次级输出以及LDO整形后输出如表3所示。

图5 输出电压波形图Fig.5 Output voltage waveform

表3 各路输出电压Tab.3 Output voltages

从电压波形中分析可知，该高频开关电源输出电压稳定、纹波系数小，达到设计要求，且该电源适用于开绕组电机驱动系统。

5 结论

根据开绕组电机伺服驱动系统的双逆变器拓扑的特点，设计一种单端反激式开关电源，通过输出两路大功率的5 V电压，第1路5 V输出作为逆变器INV1保护电路芯片的电源并供给逆变器INV1的四个直流电压转换模块；第2路5 V输出作为逆变器INV2保护电路芯片的电源并供给逆变器INV2的四个直流电压转换模块。该设计降低了高频变压器设计难度及开关电源体积。后续进行电压测试实验，实验结果证明，该开关电源输出电压稳定、纹波系数小，达到设计要求，适用于开绕组电机伺服驱动系统。