电压前馈功率解耦控制策略下的Buck型复合式整流器研究

2021-08-17申伟良管玉应司明君

煤炭工程 2021年8期

程红，申伟良，管玉应，司明君，王聪

(中国矿业大学(北京) 机电与信息工程学院，北京 100083)

直流纹波是交-直流功率交换时的必然产物，尤其是在单相交流系统与直流系统进行能量交换时情况更加突出[1]。对于中小型直流供电系统而言，随着大量非线性负载的接入，直流侧的二次纹波扰动会对直流供电系统产生直接影响。纹波扰动可能会导致连接于直流供电线路上的其他设备在运行时产生安全隐患和不稳定因素。此外，纹波的存在还会干扰电力电子装置的采样，尤其是在闭环控制中。因此，对电力电子整流器纹波抑制技术的相关研究一直是电气工程中最受重视的研究领域之一。

传统以H桥拓扑为整流单元的变换器为了抑制直流侧的二次纹波扰动，通常会在直流负载的两端并联专门的功率解耦电路。文献[2]提出在整流单元的直流侧并联对称半桥功率解耦电路，通过控制解耦电路的电感电流来跟随纹波电流，从而构建直流侧的二次纹波回路，最终使纹波功率存储在解耦电路的两个电容中。文献[3]提出了一种桥臂复用的Buck型有源功率解耦拓扑，通过控制H桥整流器中具有不同功能的桥臂，来实现单位功率因数整流和二次纹波的吸收。将电路中的纹波功率转移到体积小且使用寿命长的薄膜电容中，分担了直流侧电解电容既用来支撑电压又吸收高、低频纹波的任务，从而使电解电容的容值大大减小。此外，这种解耦拓扑不仅减少了开关管的数量和整体体积，又巧妙利用Buck变换器的降压特性，有效降低了解耦电容的耐压等级，可谓兼容了多种优势[4-9]。

本文针对该型拓扑提出了一种电压前馈解耦控制策略。通过推导虚拟电压与直流侧电压的关系，将直流侧电压作为前馈控制器的输入变量。在此基础上对解耦电路的关键参数进行设计。

1 Buck型复合式H桥整流器工作原理分析

1.1 电路结构

Buck型复合式H桥整流器的拓扑结构如图1所示。在这里，定义开关管S1和开关管S2构成H1桥臂，开关管S3和开关管S4构成H2桥臂。

图1 Buck型复合式H桥整流器

和经典H桥拓扑相比，这种复合式H桥整流器的输入电感分为L1和L2两部分。电路中除了用来滤除直流侧高频纹波的支撑电容C2外，还增加了用来吸收二次纹波功率的解耦电容C1。由于该拓扑的整流部分和功率解耦部分共用一个整流桥，因此该型拓属于一种整流桥臂复用式的功率解耦拓扑[10-13]。由H1桥臂构成的Buck-Boost电路如图2(a)所示，通过控制网侧电流iin来实现单位功率因数整流功能。

由H2桥臂构成的Buck-Boost电路如图2(b)所示，当从直流侧向交流侧看去时，H2桥臂、电感L2和电容C1构成了一个用来吸收二次纹波的Buck型变换器。此时S4处于关断状态，纹波功率通过S3的导通和关断储存在解耦电容C1中。当S3导通时，直流侧同时给解耦电容C1和电感L2充电。在S3关断后，电感L2继续给解耦电容C1充电，直到纹波功率全部储存在解耦电容中。当解耦电路工作于Boost模式时，S3处于关断状态，在S4导通期间，解耦电容C1给电感L2充电，在S4关断后，解耦电容C1中的能量全部释放到直流侧。

图2 Buck型复合式H桥整流器的功能分解图

1.2 功率解耦原理

以图1为例对Buck型复合式H桥整流器的工作原理进行详细分析。定义vC1和iC1分别为解耦电容C1上的瞬时电压和电流，iL2为电感L2上的电流，vo为直流侧负载R上电压。假设其交流侧输入电压Vin和电流Iin均为正弦量：

式中，Vin和Iin分别表示交流侧的电压幅值和电流幅值；ω为电网角频率；φ为功率因数角。则交流侧的瞬时功率pin的表达式为：

pin=viniin=VinIinsinωt·sin(ωt+φ)

由式(2)可知，pin中除了含有直流分量po外，还包含了一个频率为输入电压频率二倍的纹波功率分量pr，pr即为对直流母线造成干扰的纹波功率。式(2)中，定义直流分量po和二次纹波分量pr的表达式分别为[14，15]：

将交流侧瞬时功率pin中的二次纹波分量pr全部转移至解耦电容C1中。在忽略电路损耗前提下，交流侧、直流侧和解耦侧的三个功率存在平衡关系：

pin=po+pr

(4)

电路工作时每个桥臂的上下两个开关管采用互补驱动的控制方式，为了分析方便，定义H1桥臂的开关变量为SH1、H2桥臂的开关变量为SH2。

电感电流开关状态函数的数学模型如式(7)：

根据基尔霍夫电流定律知：

iC1+iL2+iin=0

(8)

由式(7)、式(8)可得Buck型复合式H桥整流器等效回路，如图3所示。

图3 Buck型复合式H桥整流器等效回路

解耦电容C1的开关状态方程：

由式(7)知，diin/dt和diL2/dt均只与一个开关状态函数有关，因此电流Iin和IL2是可以直接控制的。由式(9)知diC1/dt与SH1和SH2均有关，因此iC1不能被直接控制。但iC1=-iL2-iin，因此可以分别控制iL2和iin来间接控制iC1。

根据式(7)、式(8)和式(9)，可以得到不同开关状态下电感L1和电感L2上的电流变化情况：

将图1所示电路中的直流侧等效为直流源，且直流端负极接地，得到如图4所示的等效电路图。

图4 Buck型复合式H桥整流器电源等效图

A点与B点在滤除高频开关分量后的实际电压为vA和vB，且vA和vB的波动波形同H1桥臂和H2桥臂的调制波存在如下关系。

当电感L2上储存的能量完全释放时，解耦电容电压vC1与B点电压近似相等，当解耦电容上的电压vC1已知时，其波动波形将近似等于B点的波动波形。A点与B点的电压相差vin，则根据式(12)可求出A点的实际电压。

vA=vB+vin

(12)

H1桥臂和H2桥臂的调制电压vH1和vH2为：

此外，解耦电容电压、直流侧电压和交流输入电压还需满足如下关系[3]：

2 控制策略

整个控制策略分成图5所示两部分：

图5 Buck型复合式H桥整流器功率解耦控制策略

3 解耦电路参数设计

3.1 解耦电容参数设计

忽略电路损耗，假定式(3)中的二次纹波功率全部由解耦电容C1吸收，则解耦电容C1上所储存的能量EC1可以表示为：

式(15)中，k为积分运算时产生的常数(k≥1)。由式(15)可以求出解耦电容电压的瞬时表达式：

当sin(2ωt+φ)分别等于-1和1时，可以得到解耦电容的最大工作电压和最小工作电压：

根据解耦电容工作电压的最大值可以得到解耦电容的容值：

解耦电容的电压波动方程：

解耦电容的电流波动方程：

图6 不同k值下解耦电容电压和电流波动波形

当实现二次纹波吸收功能时，H2桥臂所在的Buck-Boost电路工作于Buck模式，解耦电容的电压峰值VC1max必然会小于直流侧的负载电压vo。因此，在这里按照解耦电容电压最大值等于直流端负载电压来设定，设定VC1max=240V。根据式(19)和式(20)所得的解耦电容电压和电流波动方程，利用MATLAB软件生成不同k值下的波动波形：不同k值下的解耦电路参数见表1。从降低解耦电容容值的角度来看，k值越小对应的电容容值也越小。当k=1时解耦电容的电压波动波形和电流波动波形均发生了较大的畸变，此时的电压波动范围和电流波动范围均是最大的，电压波形中含有大量的高频分量，此时解耦桥臂H2上的开关管将承受极大的电流应力，这将不利于整个系统的安全性和稳定性，因此在选择解耦电容容值时，一般不选取k=1时的情况。随着k值的增大，电容电压的波动范围逐渐减小，电容电流的波动波形更加接近正弦波，电流峰值也逐渐降低。在兼具减小电容容值和追求电容电压和电流小范围波动的前提下，这里选择k=2时对应的容值，即C1=80μF。

表1 不同k值下解耦电路参数

3.2 解耦电感参数设计

电感L2既作为整流桥臂的输入电感又作为解耦桥臂的解耦电感，则L2的选取应考虑以下两个方面：首先，为了保证解耦电容上储存的纹波功率能够充分释放到直流侧，电感L2需要工作在电流断续模式。其次，电感L2上的电流包括纹波电流和网侧输入电流，在一些特殊时刻两电流叠加的峰值将大于网侧输入电流。因此，有必要对解耦电感L2的参数进行设计。

解耦电感大小需满足以下关系[4]：

式(21)中，Ipeak为纹波电流峰值，fS为开关频率。结合式(19)、表1和表2利用MATLAB软件得到电感L2的取值范围如图7所示。解耦电感的取值范围为0.5～1.3mH。综合考虑，这里选取电感L2的值为1mH。

图7 解耦电感取值范围

4 仿真结果分析

使用PSIM仿真软件验证本文所提出的控制策略在Buck型复合式H桥整流单元中的有效性。整流单元以煤矿常用的127V交流电作为输入电压，其峰值电压为179V。仿真电路的参数见表2。

表2 Buck型复合式H桥整流器主要参数

采用电压前馈功率解耦控制策略下的波形图如图8所示。网侧电流为正弦交流量，且工作于单位功率因数状态。直流电压能够稳定在240V，直流电压的波动在2V以内。解耦电容的电压波动范围同图6(a)中k=2时的理论电压波动范围近似。

图8 电压前馈功率解耦控制策略下的波形图

图9 负载突变情况下的波形图

负载突变情况下的波形如图9所示。在图9中，模拟了负载突变情况下新控制策略的动态响应能力。在t=0.5s时，负载电阻从300Ω突变为500Ω。网侧交流电压和电流在经历了负载突变后，电流幅值减小，交流侧依然工作在单位功率因数下。直流侧电压出现0.3V小范围跌落。解耦电容电压在经历了一个暂态过程后，其波动范围由原来的90V减小到70V。

网侧电压突变情况下的波形如图10所示。在图10中，模拟了网侧电压突变情况下新控制策略的动态响应能力。网侧电压峰值在t=0.5s时由179V跌落到164V，输入电流幅值小幅增加，交流侧能够工作在单位功率因数下。直流电压几乎不受网侧电压突变的影响，依然能够稳定在240V左右。