一种开环自激振荡磁通门电流传感器

杨晓光，陈玫琪，贾 哲，王德鑫

(1.省部共建电工装备可靠性与智能化国家重点实验室(河北工业大学)，天津300130；2.河北省电磁场与电器可靠性重点实验室(河北工业大学)，天津300130)

电流传感器广泛应用于各种电气和电力电子装置中。现有许多电流测量方法，如霍尔(HALL)电流传感器、罗氏线圈、磁通门电流传感器、巨磁阻GMR电流传感器、电流互感器等，文献[1－2]对这些方法进行了详细分析。自激磁通门电流传感器因其结构简单、功耗低和成本低等优点被逐渐引起关注，目前已经出现了很多测量方法，如平均电流法[3－6]，激励电压占空比法[7]和时间差法[8]等。

传统自激磁通门传感器基于平均电流模型，已经得到了广泛应用。文献[5]基于磁化曲线的分段线性函数建立激励电流平均值与被测电流的近似。文献[6]基于磁化曲线的反正切函数模型建立了激励电流平均值与被测电流的近似线性关系式。然而上述两种模型的建立都基于以下假设:励磁电压足够大，采样电阻足够小，励磁线圈匝数足够多，在实际应用中难以同时满足上述条件，因此，在开环配置的情况下难以应用于大电流的精确测量，一般采用闭环配置[9－13]。闭环配置可大大提高精良精度，但也增加了系统的成本和复杂性。

本文提出了一种新型自激振荡磁通门电流传感器，该传感器采用新型数学模型和新型激磁电路，并具有准数字的特点。与传统平均电流法数学模型相比，所建立的数学模型更加简单和精确；与传统桥式逆变激磁电路相比，所采用的激磁电路降低了控制电路的复杂性，并减小了因驱动延时引起的测量误差。

1 电流传感器测量原理和数学模型

1.1 系统组成与原理

电流传感器的结构如图1所示，主要包含传感器探头(环形磁芯和激励绕组)，激励电路和检测电路。其中激励电路包含逆变电路、电压比较器和驱动电路。检测电路由采样电阻RS和数字测量系统组成，测量系统由DSP中的ADC模块、定时器、外部中断和eCAP模块组成，详细分析将在2.2部分给出。图1中，ip为被测电流或初级电流；NP为初级绕组匝数，NP＝1；is为激励电流；NS为激励绕组匝数。

图1 磁通门电流传感器

图2 给出了磁芯的理想磁滞回线，其中HC为矫顽场强，Hsat为最小饱和磁场强度。激励电路输出交变电压，使磁芯工作在两种状态:①饱和状态，②不饱和状态。当磁芯中流过被测电流为0时，激励电流波形是正负对称的；当磁芯中被测电流不为0时，激励电流不再对称，如图3所示。激励电路的详细分析将在1.3部分给出。激励电流波形上的工作点与磁滞回线上的工作点逐一对应。

图3 激励电流波形

1.2 数学模型

由图2中磁滞回线的对称性可得t1时刻的磁场强度Ht1的表达式:

图2 理想磁滞回线

式中:Hsat为磁芯的最小饱和磁场强度，HC为磁芯的矫顽场强，由安培环路定理可得:

式中:lm为磁芯的平均磁路长度。

由式(1)和(2)可得出t1时刻对应的电流It1:

在图2和图3中的[t1，t3]区间内，励磁电流is(t)继续正向增大，但由于磁芯具有较高的相对磁导率，其斜率较小；随着is(t)的增大，磁通密度B(t)减小，在t2时刻磁感应强度达到零。之后磁芯工作点从第二象限移至第三象限，B(t)则反向增大，直到t3时刻处磁芯再次达到饱和。此时t3时刻励磁电流It3为:

在[t4，t6]区间内，励磁电流is(t)继续减小，但由于磁芯具有较高的相对磁导率，其斜率较小。当is(t)减小时，磁通密度B(t)减小，在t5时刻磁感应强度再次达到零。之后磁芯工作点从第四象限移至第一象限，B(t)反向增大，直到t6时刻磁芯再次饱和。由于－Hsat＋2HC<0，所以t4时刻磁场强度为:

由式(5)可得出t4时刻电流值:

由于t6时刻对应的磁场强度是临界值，磁芯从饱和状态变为不饱和t6时刻励磁电流It6为:

图3 中激励电流波形中t2时刻为t1和t3时刻的中点，由磁滞回线的对称性可得出t2时刻对应磁滞回线的HC，由式(3)和(4)可得出It2的表达式为:

同理，由式(6)和(8)可得出It5的表达式:

将式(9)和(10)相加可得到:

化简后得到被测电流IP的表达式:

由上式可得，被测电流IP与激励电流It2和It5之和成正比关系，当原副边绕组匝数NS、NP确定后，可通过测量It2和It5计算得出被测电流IP。

1.3 激励电路分析

传统自激振荡磁通门电流传感器采用运算放大器作为激磁电路[5－6]，其优点是电路简单，缺点是驱动能力弱，功耗大。为了提高驱动能量并降低功耗，文献[14－17]采用全桥逆变器作为激磁电路，其缺点是驱动电路需要悬浮驱动电路，结构复杂；同时还需要设置死区时间，存在开通延迟与关管开通不一致等问题，影响了测量精度。采用半桥逆变器作为激磁电路[12]可以减低电路的复杂性，但也降低了激励电压。

本文所用激励电流能够克服上述缺点。如图1所示，开关管的开断是由磁芯两端的电压直接控制。逆变电路由五个开关管(Q1－Q5)组成，其中Q1和Q2是P沟道MOSFET，当门极电压为低电平时导通；Q3，Q4和Q5是N沟道MOSFET，当门极电压为高电平时导通。逆变电路关键波形如图4所示。

图4 逆变电路关键波形

2 测量系统实现

2.1 磁芯选择

本文所用的磁芯是德国VAC公司型号为“T60006－L2025－W380”的纳米微晶磁芯。该材料的优点是相对磁导率高(可高达150 000)，矫顽场强和饱和磁场强度低，磁滞损耗小，因此在传感器得到了广泛的应用。磁芯参数为:内径16 mm、外径25 mm，高10 mm，磁芯的平均磁路长度和磁芯的横截面积分别为6.4 cm和0.36 cm2。本文对磁芯的磁滞回线进行了测量，得出:Bsat＝1.15 T，Hsat＝20 A/m，HC＝2 A/m。

2.2 测量系统

测量系统由采样电阻以及DSP中的ADC模块、定时器、外部中断和eCAP模块组成。通过eCAP模块得到磁芯两端所加激励电压的周期，利用外部中断捕获上升沿下降沿的边沿，开启定时器，当定时器达到设定的上半周期的1/2时，开启ADC进行采样，得到采样电阻的正半周期的中点电压；下半周期同理。

本文中，开关信号不能由DSP产生的，而是通过测量采样电阻上电压VS和电压比较器LM360产生的。采样电阻上的电压VS与比较器中的参考电压进行比较。比较器的输出被馈送到反向驱动电路。因此，每当分路电压增加到Vref以上时，反向驱动电路输出信号控制关管Q5的开断，再由Q5的状态控制Q1和Q4以及Q2和Q3的开断和换相。

3 实验结果

从图5(a)中可以看出，当被测电流为0 A时，采样电阻上激励电流为正负对称的波形；而图5(b)中，磁芯中有被测电流流过时，磁芯达到双向饱和的时间不再相同，激励电流也不再对称。利用上文分析得到的被测电流关系式(12)，当原副边绕组匝数确定后(NP＝1，NS＝100)，通过测量It2和It5的数值便可求出被测电流ip。实验结果验证了理论模型的正确性。

图5 激励电流测波形

对本文提出的电流传感器进行0~100A范围的测试，测试结果如图6所示。在整个测量范围内，测试电流的相对误差在0.3%以内。与其他自激磁通门电流传感器的对比如表1所示。相比之下，本文电流传感器无需校正已具有良好的测量精度。

表1 与传统自激磁通门电流传感器对比

图6 电流传感器测量结果

由图5可知，本文所采用的驱动电路在磁芯饱和的暂态过程中波形平滑，没有出现明显的振荡，因此大大减小了因振荡带来的测量误差。

需要说明的是，本文所提出的电流传感器基于磁通门技术，从而也能够用于测量交流，但需要激励电路的频率远远大于被测电流的频率；激励频率与被测电流的频率的比值越大，测量越准确[16]。由于磁通门技术一般用于直流测量，因此本文只进行了直流测试。

另外，本文所提出的电流传感器可应用于更大电流的测量，但由于实验条件的限制，本文仅仅给出0~100 A的测量结果。

4 结论

本文提出一种新型自激磁通门电流传感器，该传感器在开环配置下具有较高测量精度。较之传统平均电流法的数学模型，所建立的数学模型更加简单和精确。所采用的激励电路不需要悬浮驱动，降低了控制电路的复杂性；不需要设置死区时间，不存在驱动延时，因而大大减小了因驱动延时引起的测量误差。测试结果表明，在0~100 A的测量范围内传感器的相对误差在0.3%以内。传统单磁芯结构的开环自激磁通门电流传感器经校正后的误差一般在0.5%左右，相比之下，本文所设计的电流传感器无需校正已具有良好的测量精度。