数字式高频Q表设计

邓己媛,陈 松,陈 帅

(湖南理工学院 信息科学与工程学院,湖南 岳阳 414006)

高频Q 表作为一种基于串联谐振工作原理的高频阻抗测量仪器,能对电感器、电容器、绝缘材料的高频有效电感、Q 值、电容值和电容器的损耗角正切值等参数进行测量.传统的机械高频Q 表,功耗体积大、用材多,测量时参数校准麻烦,工作时需预热,表头有零漂,因测量系统原理性误差对参数结果影响大,精度得不到保证[1].

近年来随着数字技术和高速器件的飞速发展,数字式高频Q 表性能已经逐步优化,由原主流的标称频率测量范围为30 KHz～30 MHz QBG-3型为代表的传统机械高频Q表,发展到标称频率测量范围为100 KHz～160 MHz 的AS2853A 型、HP4342A 型等全数字式超高频Q 表[2,3].后者功能更齐全,操作更方便,但价格也更昂贵.数字式高频Q 表关键技术研究成果在国内外期刊鲜有发表.文[4]介绍了HM2801A 型高频自动Q 表的原理、结构、主要功能及应用技术,它是我国首款实现数字化、智能化的高频Q 表.因此,如何改进传统Q 表的缺点,选择合适的器件、算法构造全数字化、高性能、智能化、低成本的高频Q 表,对于满足我国科研、教学、生产需求显得尤为重要.

1 系统方案

系统原理框图如图1所示.数字式高频信号源产生频率可控的正弦信号,AD1 通过真有效值转换模块测得信号源输出信号的幅度,AD2 通过真有效值转换模块测得测量回路的输出信号的幅度.专门的阻抗变换网络设计可消除前级信号源电路对测量回路的影响.

图1 系统原理

测量电感时,先切换继电器,使被测电感和可调电容连接.信号经过阻抗变换网络加到被测回路.调节可调电容,使测量回路处于谐振状态,输出最大.再由AD1 和AD2 测量数据,直接计算出电感的Q 值.然后切换继电器,断开被测电感,使标准电阻和可调电容连接,调节信号源频率使输出接近输入信号幅度的0.707 倍,这时根据AD1 和AD2 的测量数据和标准电阻的值,可以得到可调电容的值.因为该可调电容没有再次进行调节,所以可根据这个电容值和谐振频率计算被测电感值.

扫频时,连接合适的标准电容Cx,继电器将被测电感接入回路,高频信号源产生扫频信号,并记录每个频率点的测量回路输出电压,扫频完毕以后可以绘出回路的频率特性曲线,谐振点、Q 值、电感值都可以计算得到.芯片选型后的系统组成如图2所示.

图2 系统组成

2 核心电路硬件设计

2.1 信号源模块硬件电路

系统扫频信号源采用AD 公司的DDS 芯片AD9958 为核心.首先对AD9958 进行初始化,设置所需主频.然后AD9958 写入频率控制字、相位控制字、幅度控制字和通道选择控制,以差分方式输出所需频率信号.这里只使用其中一路信号作为扫频源,电路设计如图3所示.

图3 AD9958扫频源电路

2.2 阻抗变换网络

阻抗变换网络采用分压器结构,将一段2 Ω 康铜丝电阻在0.04 Ω 引出抽头制成,如图4(a)所示.分压器衰减了前级对测量回路的影响,减小了测量回路的激励源输出阻抗,使系统的测量误差更小.不足之处是这种结构的电感性较大,所以在1.96 Ω 段并一小电感,做一定的高频补偿,适当提高抽头点电压.

分压器电阻丝的总阻值只有2 Ω,为保证输出信号的幅度,需要将高频信号扩流.图4(b)是用于电流放大的4 个并联的BUF634 电路中的一个(其余三个相同).BUF634 是TI 公司开发的一种高速开环单位增益缓冲器,2000 V/μs的压摆率,30 MHz到180 MHz带宽可调,可以用于运算放大器的反馈环路内,以增加输出电流,消除热反馈,并提高容性负载驱动.输出电路完全由内部电流限制和热关断,使其不易损毁.操作开环时,电路板布局和旁路技术将影响电路动态性能.为了获得最佳效果,可以使用一个接地平面型电路板布局,旁路电源先用0.1 uF 和10 uF 电容并联滤波,同时源电阻也会影响高频峰值和阶跃响应过冲,最好的解决方法通常是串联一个输入为25 Ω 至200 Ω 的电阻到信号源.

图4 阻抗变换电路

2.3 AD8361真有效值采集电路

AD8361是一个真有效值的功率检测器,工作频率高达2.5GHz,单电源供电,电源电压范围为2.7～5.5 V.在大多数应用中,只需要一个退耦电容和输入耦合电容即可正常工作,输出呈线性响应.增加一个外部滤波电容可以增大平均时间常数.

实际系统中的应用电路如图5所示.常采用R4和R7的50Ω和75Ω 电阻,起衰减及阻抗匹配作用.电容C16 为耦合电容,隔直通交.AD8361采用地基准模式.输入必须在0～0.63V 的范围内,这样可以保证AD8361工作在线性区的前提下有效利用芯片的测量资源,对提高测量精度具有重要意义.

图5 AD8361真有效值采集电路

3 软件设计

本高频Q表主要实现稳定信号源输出、电感Q值测量、电感值测量和电容值测量四个功能,系统主流程如图6所示.模式一采用二分法进行扫频,理论上可实现C 值的实时测量;模式二采用AD9958 进行扫频处理,可自动搜索谐振点测量Q 值与电感值;模式三属于信号源调频模式,通过改变输出信号的频率,手动搜索谐振点便于调试测量.

图6 系统主流程

图7为扫频测量流程,对LC 谐振回路进行扫频测量,即可得出Q值.扫频测量时,可选择不同的扫频档位,当电容器两端的电压值U2达到最大时,串联谐振回路达到谐振状态,标记此时最大的电压值U2和谐振频率f,即回路的品质因数Q=U2/U1、电感值可根据电容C值以及谐振频率f求出.

图7 扫频测量流程

4 实物及参数测试

高频Q 表实物如图8所示.系统设计可稳定输出10 kHz～40 MHz 的正弦交流信号,测量0～500 的谐振Q 值,电感的测量范围从100nH～50mH.测试时分别选择标称值为224,104,103,201 的四种电容,接不同电感组成LC 谐振回路,先用高精度LCR 数字电桥(最高档位200 kHz)测量电容、电感、回路Q值,计算LC回路谐振频率,再与自制高频Q表测量值进行对比.测试结果见表1～表4.

图8 高频Q 表实物

表1 电容标称值224,电桥实测212.8 nF 对应测量结果

表中f是根据实际电容电感值算出的理论谐振频率,实测f为本系统高频Q 表测量时的谐振频率.表1中,由高精度数字电桥测得电路标准电容C=212.8 nF (标称值值224)时,高频Q 表测量得出的电感值、回路谐振频率误差小于5%,而Q 值与高精度数字电桥测量值相近,误差小于10%.当LC 谐振频率大于高精度LCR 数字电桥最高档200 kHz 时(见表4),超出量程范围,电桥测不准,值无可比性.表2～表4中数据也满足相关指标要求.

表2 电容标称值104,电桥实测87.3 nF 对应测量结果

表3 电容标称值103,电桥实测10.15 nF 对应测量结果

表4 电容标称值201,电桥实测193 pF 对应测量结果

5 结论

本系统由信号源模块(AD9958信号源+BUF634扩流)、测量功能模块(AD8361真有效值转换+ADS1256高精度模数转换)、主控模块(STM32F4)和用户交互模块(按键+TFT_LCD 触摸屏)组成.每一个模块都使用了数字化电子信息技术,相比于传统的机械Q 表具有以下优点:信号源模块采用直接数字频率合成技术,输出频率稳定,信号参数可软件调节,为扫频测量功能的实现提供了技术保障;测量功能模块的信号调理采用集成运放实现,调理效果良好,电路稳定可靠;测量功能采用24 位高精度AD 转换,通过电压测量,计算得到想要的参数,并通过液晶显示屏显示出来,减少了复杂的机械操作和刻度误差,避免了视觉误差;主控模块采用STM32 实现,运算速度快,内部资源丰富,测量更加快捷;显示模块采用5 寸LCD 触摸显示屏,显示清晰,操作方便,用户交互体验良好等.

由于本系统用到的都是高频信号,故必须注意特征阻抗的匹配问题,否则容易形成信号反射,阻碍信号的传递.对于高频信号的电路,必须做好屏蔽和PCB 布线,充分做好抗干扰.因此走线时信号线一定要又细又短,输入输出信号线不能平行,以减小信号传输过程中的干扰.处理高频信号时芯片的转接板需选取SOP-8 宽型,减小转接板走线间的干扰,并且应直接插在洞洞板上进行焊接,减小信号线长度.由于电感是一类很难测量的器件,非常容易受到外界的干扰和对外界造成干扰,故使用电感时,应该尽量避开周围带辐射的仪器.对于自制的线圈电感,一定要做好固定,因为线圈的松动和变形都会大大影响电感的电学参数.另外,系统设计过程中以下几点也需尤为注意,它们直接影响系统工作精度及能否正常工作.

(1) PCB 散热及BUF634 封装

在设计过程中,需充分注意散热问题.BUF634 采用的是TO-263 的封装,因为BUF634 输出的电流可达150 mA,在工作时会出现发热现象,所以在PCB 的绘制时需要注意散热问题.但是由于BUF634 为了提高器件的优良性能,其背部金属面板是和3 脚VEE 连接在一起的,若将背部网络设置到GND,就会导致电源短路烧坏电路,所以此处需要特别注意.

(2) 分布参数的影响及器件的误差

在测试回路的各个地方都有分布电容、电感的存在,包括走线、BNC、接线插座等,这些分布参数都会附加在LC 回路中并给计算带来误差,因此需取几组测得数据通过公式计算出分布参数,并将分布参数加入到计算中以减小分布参数给计算结果带来的误差.

(3) 单片机对信号的干扰现象

在测试过程中发现单片机开启时对测试电路的干扰很大,直接影响测量结果.这主要是因为分压选用的康铜丝电阻受干扰较大,其次是洞洞板搭建的高频电路无法避免产生干扰.为减小干扰,康铜丝电阻信号传输的方向应与单片机干扰方向正交,也可以用屏蔽盒来减小外界带来的干扰.另外用PCB 制板代替洞洞板电路也能很大程度减小板子自身走线带来的干扰.

(4) OPA656 的自激现象和前级缓冲运放选型

自激现象在高频电路中十分常见,轻则影响测量数据,重则损坏器件.Q 表采样电路需要高输入阻抗运放作为前级缓冲.选用OPA656 运放,未加信号输入单纯接入电阻丝时会产生自激现象.而选用THS4001 时却没有自激现象.查阅芯片手册发现,OPA656 带宽增益为500 MHz,其输入阻抗高达 1012Ω,而THS4001 带宽增益为270 Mhz,输入阻抗为10 MΩ,正是OPA656 的优良性能在作为跟随器时产生了自激现象,如果提高其增益至G＞ 5,可能没有自激现象.另外,若出现自激现象,也可以将转接板连接到地,在电源退耦多加一个104 的电容,利用此方法可解决磁环前级THS4001 的自激.