一种G 比特可变编码调制的解调方法设计与实现

2021-06-30罗强

电子技术应用 2021年6期

罗强

（西南电子技术研究所，四川成都 610036）

0 引言

伴随卫星通信技术应用的发展，频段资源越来越紧缺，提高频带利用率就越来越重要。提高卫星过境期间总的传输数据量可以通过提高调制阶数，从QPSK 提高到8PSK，进而到16APSK 和32APSK 可以明显提高数据量，调制阶数越高对传输的载噪比要求就越高，而卫星过境期间的载噪比随着卫星仰角的不断增加而不断提高，过顶后仰角的不断减小而减小。2005 年，欧洲电信标准化协会（European Telecommunication Standards Institute，ETSI）颁布了新一代数字卫星广播标准DVB_S2[1]（Digital Video Broadcasting-Second Generation Satellite，第二代数字卫星广播标准）。在此标准中增加了可变编码调制（Variable Coding and Modulation，VCM），此种传输方式可以根据卫星仰角的不断改变相应地改变调制编码方式，在低仰角时采用QPSK 调制方式，随着仰角的提高调制方式不断改变为8PSK 和16APSK，在接近过顶时载噪比较高，可以采用32APSK 调制方式，这种VCM 方式既保证在低仰角时能够进行传输，又保证了高仰角时的数据传输速率。

传统的DVB_S2 解调均是低码率的处理[2-3]，针对符号速率达到500 MS/s 的高码率的卫星接收处理方法并不多。

图1 是DVB_S2 标准中的数据帧结构图，从图中可以看出，每帧数据都包含有帧头、编码调制参数（标准中一共有28 种调制译码方式，分别对应四种调制方式：QPSK、8PSK、16APSK 和32APSK）、信息数据和导频，信息数据的调制方式是根据编码调制参数给定的四种调制方式中的一种进行调制，而帧头和编码调制参数部分和导频部分则是采用π/2BPSK 调制方式进行调制。

图1 DVB_S2 标准中的数据帧结构图

1 基于帧头与导频的解调方法

信息数据部分的调制方式可以不断变化，而符号速率一直保持不变，同时需要保证在不同调制方式直接进行切换时的稳定接收，根据帧头和导频均采用π/2BPSK调制方式进行发送数据的特点，提出了如下解调方法，原理框图如图2 所示。

图2 基于帧头与导频的解调方法原理框图

对输入1.2 GHz 的中频信号通过ADC（模拟数字转换器）采样后进行数字下变频处理，然后进行匹配滤波处理，接着采用GARDEN 算法进行位同步，对位同步后的信号进行物理帧同步得到帧头和导频的位置信息，根据这些位置信息，准确定位出帧头和导频位置，然后对帧头和导频部分按照QPSK 调制模式进行载波同步，最后对同步后的信号的帧头和导频部分进行均衡处理，从而完成解调过程,整个解调过程通过FPGA 代码实现，完成所有功能[4]。整个解调过程均采用QPSK 一种调制方式的解调流程完成四种调制方式500 MS/s 速率（信息速率对应为1 000 Mb/s～2 500 Mb/s）的解调，而不用针对不同的调制方式采用不同的载波同步和均衡处理方式，节约了资源，同时保证在调制方式切换时能够更顺畅和稳定地完成各种调制方式间随意切换的解调。

1.1 位同步

定时误差的方法有很多，这里选择Gardner 算法[5-10]，它具有独立于载波相位，每个符号只需要两个采样点就可以进行误差计算，不需要累加运算，其实现结构简单，对载波误差不敏感。Gardner 提出了在接收端的解调器中进行定时误差检测算法，该算法的运算较简单，每个符号仅需要两个采样点。并且两个采样点中的一个是符号的峰值（即最佳采样点）。它的优点是非面向判决，而且定时恢复也完全与载波相位相互独立。此算法的原理如图3 所示。

图3 Gardner 定时恢复框图

图4 是码钟误差提取的示意图，第一个子图是存在定时误差的情况，第二子图是没有误差的情况。可见误差的提取必须是在有符号转换的情况下进行的。

图4 时钟恢复算法误差提取图

在两路相互正交的码元信号I（k）、Q（k）在每个符号输出两个重采样点，用于进行Gardner 算法计算，并且两路信号对应点采样时刻是一致的。一个采样点出现在峰值时刻，一个出现两个相邻峰值时刻的中间值。xI（k）、xQ（k）分别是两路信号第k 个码元的判决时刻样点值，xI（k-1/2）、xQ（k-1/2）分别表示第k 个码元和第k-1 个码元中间的样点值，那么Gardner 算法的表达式如下所示：

该算法可以这样理解，当不存在定时误差τ 时，两个峰值中间的样点值为零，如果存在定时误差τ 时，那么两个峰值中间的样点值不为零。如果不为零时，那就代表着有正负的存在，这还为我们提供了τ 的调整方向。

1.2 多模式物理帧同步

经过Garden 算法完成位同步后的信号需要通过物理帧同步获取帧头和导频的位置，具体流程如图5 所示。位同步后的信号与28 种模式的帧头模板相关，相关峰是否有大于阈值的情况，如果大于设定阈值，就确定此模式为当前帧信号的调制译码模式。进而根据每种调制译码模式的数据格式来确定帧头与导频的具体位置。

图5 物理帧同步图

1.3 多模式载波同步

载波恢复环种类很多，本文采用一种性能较好且比较容易实现的四相松尾环进行QPSK 载波恢复环路，其载波同步结构如图6 所示[11-15]。

图6 四相松尾环载波同步框图

其基带处理部分的原理为：输入信号S（t）经过正交解调后，输出两路基带信号，然后将这两路基带信号送入基带处理部分进行处理。基带处理部分由加法器、判决电路、模二加电路等组成。基带处理部分输出一个和解调码元无关的控制信号e（t），e（t）通过环路滤波进一步滤除干扰后去控制压控振荡器的相位变化，从而达到QPSK 载波跟踪的目的。

环路滤波器的控制电压为：

其中I（t）、Q（t）分别为基带信号。

采用四相松尾环跟踪QPSK 信号的载波后，数字调制信号S（t）已被消除，误差信号e（t）仅与发送载波与本地载波之间的相位差θ 有关。e（t）经环路滤波器进行平滑，送到数控振荡器，迫使本地载波与发送载波达到同频同相。

为使接收机对卫星加速度适应，锁相环采用三阶环来实现，三阶环的环路滤波器结构如图7 所示[16]。G1、G2、G3是各支路的参数，其参数确定将采用JPL 提供的公式。

图7 三阶数字滤波器结构

JPL 三阶环路滤波器参数设计是在二阶环路的基础增加一条积分支路构成的，其三阶3 型DPLL 环路滤波器的传输函数的z 域表示为：

其中：d=4BLTs（r-k）/r（r-k+1），BL为标称环路带宽，Ts为采样时间，r=4ξ＝2～4，ξ是阻尼系数，k是三阶环路增益参数，当k=0 时为二阶环路，一般为0.25～0.5。

根据物理帧同步中已经获取的帧头和导频位置，进行QPSK 调制方式的鉴相和频偏估计。图8 是载波恢复前的32APSK 信号，图9是经过载波恢复后的信号星座图。从图中可以看出，采用QPSK 的方式能很好地完成载波同步。

图8 载波恢复前32APSK 信号星座图

图9 载波恢复后32APSK 信号星座图

1.4 QPSK 均衡

根据物理帧同步中已经获取的帧头和导频位置，对完成载波同步后的信号进行CMA 均衡处理，均衡器系数更新仅在帧头和导频位置进行更新，其余位置保持不变。图10 是经过均衡后的32APSK 信号星座图。从图中可以看出，采用QPSK 的方式能够完成32APSK 的均衡。

图10 均衡后32APSK 信号星座图

2 测试结果

2.1 各模式测试结果

通过以上过程完成了单模式的位同步，载波同步和均衡，在此基础上，需要进行多模式间的切换。图11 是QPSK、8PSK、16APSK 和32APSK 每种调制方式单一接收时的星座图，图12 中包含有32APSK 和16APSK，32APSK和8PSK，32APSK 和QPSK，16APSK 和8PSK 之间进行切换时的星座图，从图中可以看出，在切换时星座图正常，解调方式切换顺利。