多通道SAR 型数字变换器的设计与实现

2021-06-30李建翔杨玉华刘东海李秋媛

电子技术应用 2021年6期

李建翔，杨玉华，刘东海，李秋媛

（中北大学仪器科学与动态测试教育部重点实验室，山西太原 030051；2.中北大学电子测试国家重点实验室，山西太原 030051）

0 引言

伴随着当今电子技术的迅猛发展，集数据的采集、传输以及存储功能为一体的设备体积越来越小，被广泛应用于各种测试实验当中，由于测试测量任务中参数众多，而且对每一个指标的要求各不相同，细微的环境影响就可能导致采集结果的误差增加，因此对数据的采集提出越来越高的要求[1]。

数字变换器是将采集到的模拟量信号进行量化处理，将多种转换后的数字量信号进行打包编帧，通过RS422 接口将数据传输到上位机进行校验。本次设计中对多路传感器信号、电压信号、电流信号进行采集，重点从电路的设计方面对其进行优化，并对其进行了详细的性能测试，相较于传统的测试系统，采集的信号精度更高，更加稳定可靠。

1 总体设计方案

该数字变换器用于完成对系统外参数的采集、编码，完成12 路传感器信号的采集、完成对+5 V 和+12 V输出电压、电流的采集工作，采样率均为80 Hz，采编误差不大于0.5%，最后将数据通过数字量接口发送到上位机进行校验。总体设计方案如图1 所示。

图1 系统总体设计方案

2 电路设计方案

根据任务要求，模拟量采集电路需要采集多路不同的信号，采集电路元器件的选型将直接影响到采集电路的精度等参数，因此电路设计及元器件选型至关重要。采集电路需包括信号调理模块、模拟开关模块、驱动模块以及模数转换模块，转换后将数据送入FPGA 中进行处理，最后将数据通过RS422 接口送入上位机。

2.1 信号调理

为了消除原始信号中的噪声与干扰，需要对其进行调理。信号调理电路能够对模拟信号放大、缓冲以及定标，减弱原始信号中的噪声积累，提升信号的抗干扰能力[2]，将其转化为适合模数转换电路（ADC）的输入，进而ADC 对其进行数字化处理并将其送入FPGA 中，便于系统的数据处理。

2.1.1 传感器信号与电压信号调理

运放作为调理电路的关键器件，本设计选取ADI 公司的AD8608 运算放大器芯片，该芯片将诸多优良特性相结合，在单电源供电的同时具备四路轨-轨的输入输出，在保证高速度的同时也能保证极低的噪声和输入偏置电流，广泛适用于各种电路[3]。一些运放当遇到输入电压超过自身最大共模电压时，会使输出相位反转，造成不可逆的损害，而AD8608 具备处理比电源电压高出2 V的能力，从而能够有效抑制相位反转情况的出现[4]。传感器信号调理电路如图2 所示，主要组成部分为R1、C1构成的一阶低通滤波电路以及由AD8608 为核心的电压跟随器。

图2 传感器信号调理电路

由于运放的输入阻抗一般都很高，当输入引脚悬空时，极易受到外界干扰[5]，因此设置R2电阻可以在输入引脚悬空时，能够使输入端与模拟地形成回路，保证运放的稳定性。在运放U1 前端串接电阻R1，能够有效防止输入电压过大而导致运放出现损坏，VIN为运放的输入电压，VS为运放本身的供电电压，VIN、VS、R1三者的关系如式（1）所示，取值范围一般为5 kΩ～10 kΩ，本设计在此选用10 kΩ。

电阻R1的另一作用是与电容C1组成一阶RC 低通滤波电路，能够有效滤除高于奈奎斯特频率的噪声信号[6]。由于低通滤波器会导致相位滞后，根据实际允许的基本衰减范围其截止频率一般设置为5～10 倍，且本设计中待采集信号采样率均为80 Hz，因此设计截止频率为884 Hz 的滤波器，根据式（2）确定C1容值为0.018 μF。这种低通滤波的缺点是带负载能力差，因此在其后端接入一个电压跟随器，提高电路驱动能力。

在电压调理电路中，电路如图3 所示，轨到轨运放能最大限度使输入和输出电压摆幅接近电源电压值，但在大电流情况下同样存在较大偏差，由于AD8608 的输入电压范围为0～5 V，因此设置R3和R5组成分压电路，将输入电压降到5 V 以下。当输入为5 V 时，R3选用1 kΩ电阻，R5选用10 kΩ 电阻，因此输入的电压为：

图3 电压信号调理电路

当输入为12 V 时，R3选用3 kΩ 电阻，R5选用2 kΩ电阻，输入电压为：

2.1.2 电流信号调理

针对电流的大小、交直流的区别，相对应的电流采集方法也不尽相同，常用的电流采集方法有同轴分流器法、电流互感器法、罗氏线圈法、霍尔传感器法以及采样电阻法等[7]。霍尔传感器法同时适用于交流直流电流的测量，且可以进行大电流测量，其原理如图4 所示。根据霍尔效应，电流I 在霍尔元件两端流过时，在其垂直方向施加磁感应强度为B 的磁场，就会产生霍尔电压U，影响霍尔传感器精度的因素主要是其本身的线性度和测量误差[8]，其大小为：

图4 霍尔元件测电流原理

电流采集电路使用的是Allegro 公司的ACS714 芯片，该芯片是一种电流隔离式的、具有共模抑制场效应的电流传感器，由高精度低偏置线性霍尔传感器组成[9]，能够使输出电压与输入电流大小呈线性关系，本文所选用的ACS714 芯片最大采样电流为5 A，其输入电流与输出电压之间的关系如图5所示，其同时具备80 kHz 的带宽频率，灵敏度典型值为185 mV/A，在空载时VIOUT输出为VCC/2[10]。电路设计如图6 所示，电流从1、2 引脚的IP+端口流入，从3、4 引脚的IP-端口流出，6 引脚FILTER 为外部设置带宽的端口，7 引脚VIOUT为模拟信号输出端口，随后接入放大器对电压进行放大处理，VIOUT的输出电压可根据图5 的线性关系获得，经放大之后输出电压VOUT大小为：

图5 ACS714 输入电流与输出电压对应关系

图6 电流信号调理电路

2.2 模拟开关切换电路

通过FPGA 控制模拟开关选通地址切换通道以达到分时复用的效果，当在切换通道时模拟开关会影响到容性负载的变化，出现如信号振荡或者振铃现象，而模拟开关切换速度越快此现象越明显[11]，因此模拟开关的选型显得尤为重要，通过分析对比多种不同类型的模拟开关，本设计采用ADG706 芯片，模拟开关等效电路如图7所示。

图7 模拟开关等效电路

模拟开关建立时间与其自身开关导通电阻RON以及开关漏极电容CD有关外，还与负载阻容的大小有紧密联系。在模拟开关ADG706 以及其后级放大器AD8031均为5 V 电源供电的情况下，负载电阻RLOAD为40 MΩ，负载电容CLOAD为1.6 pF。因此模拟开关建立16 位精度所需的建立时间可根据式（7）所得。

式（7）中，TTRANSITION为ADG706 典型转换时间40 ns，RON在此取最大导通电阻5 Ω，开关漏极电容CD为200 pF，时间常数通过查阅芯片资料为11.09，因此可求得模拟开关建立时间约为51.18 ns。且ADG706 通道数为16，则可由式（8）计算出在此电路中最大采样速率为1.2 MS/s。

2.3 分压跟随与抗混叠滤波

信号经过模拟开关要经过分压、跟随、滤波电路，随后输入到AD 转换器中,电路如图8 所示。电压跟随器使电路呈现高阻输入以及低阻输出，提升电路的带负载能力[12]。为提高信噪比，在输出端口前增加一个抗混叠低通滤波器，以滤除信号中的高频噪声，这里截止频率设置为10.61 MHz。由于AD7667 的电压输入范围是0～2.5 V，因此设置R11和R12组成分压电阻，将电压调整至满足AD 转换电路的输入要求，输出范围如式（9）所示：

图8 分压跟随与抗混叠滤波电路

由于在模拟开关多路复用的状态下，不同的信号可能产生较大的电压阶跃，若建立时间不满足条件则可能产生串扰误差，需对其进行详尽的计算[13]。在5 V 电源供电情况下，AD8031 压摆率的典型值为32 V/μs[14]，当输入电压最大为2 V 时，AD8031 稳定到0.1%的误差范围内的典型建立时间为125 ns，而当最大输入电压超过2 V 时，芯片资料并未给出具体建立时间，且误差大小与建立时间并不是线性关系，因此只能根据压摆率进行估算。在第一级运放U3 中最大输入电压为5 V，所以运放U3 的建立时间T2大约为：

第二级运放U4 输入最大电压为2 V，所以其建立时间T3为125 ns，抗混叠滤波网络所需建立时间T4为：

模拟链路总建立时间T 为：

因AD 转换芯片选用的是AD7667 芯片，正常工作模式下其采样率为800 kHz，即采样周期为1 250 ns，而模拟链路总建立时间约为306.22 ns，因此可满足采样要求。

2.4 AD 转换电路

模数转换器（ADC）针对不同的应用场景可选用不同架构的ADC，常见的有Σ-Δ 型、流水线型、逐次逼近型（SAR）等，逐次逼近型ADC 具有低功耗以及高分辨率的显著优点[15]，因此被广泛应用于工业领域，本设计采用逐次逼近型的AD7667 芯片，具备16 位分辨率，基准参考电压VREF为2.5 V，采用5 V 单电源供电，在Warp 模式下最大吞吐量为1 MS/s，正常模式中最大吞吐量也能达到800 kS/s，完全能够满足系统所需要的采集速度。

SAR 型ADC 转换器原理图如图9 所示，量化过程实质是逐次改变采样电压所在的量化区间，与采样电压的实际值逐次逼近[16]。以16 位ADC 为例，当转换脉冲到来时，先将移位寄存器置为1000000000000000，将其送入D/A 转换器中，此时D/A 转换器的输出电压为Us=VREF/2，将输入电压与Us相比较，若Ui≥Us，则数据寄存器的最高位Dn-1置1，否则置0。当第二个时钟到来时，移位寄存器使次高位置1，如果数据寄存器此时最高位已置1，则D/A 转化器输出电压为Us=3VREF/4；如果数据寄存器最高位为0，则D/A 转化器输出电压为Us=VREF/4；此时进行比较，若Ui≥Us，则数据寄存器的次高位Dn-2置1，否则置0……以此类推，比较一次得出一位，最终在完成n 次比较后得出n 位的数字量。

图9 SAR 型A/D 转换器原理图

3 数据采集精度测试

通过对硬件电路的分析与搭建，需对其性能进行完整测试，利用上位机软件对采集数据进行分析。采集后的数据通过RS422 接口送入上位机，并在逻辑设计中对数据预先进行编帧处理，图10 为某次测试的数据结果，数据格式如图所示。

图10 数据格式

为更加直观地体现数据的波动程度，利用上位机对数据进行绘图处理。由于整个电路系统对模数转换造成的细微偏差，为了准确表征模拟量与数字量之间的对应关系，运用最小二乘法对数据进行标定，计算出其系数后写入上位机，可将采集到数据以模拟量的形式显示出来，如图11、图12 所示。例如图11 在模拟通道1 中，MAX=217.00，MIN=210.00，Δ=7.00，则误差为7/65 535=0.010 68%。在电压电流采集中，例如5 V 电压中MAX=47 184.00，MIN=47 140.00，Δ=44.00，则误差为44/65 535=0.067 14%。经过大量的实验数据分析，采集精度均能满足要求。