谐波电网下并网逆变器多次采样的改进功率控制

2021-06-19王维庆邱瑞东白云长

可再生能源 2021年6期

董宁，何山，2，王维庆，2，袁至，2，邱瑞东，白云长

（1.新疆大学电气工程学院，新疆乌鲁木齐830049；2.可再生能源发电与并网控制教育部工程研究中心，新疆乌鲁木齐 830049）

0 引言

近年，我国风电技术取得巨大进步[1]～[4]。并网逆变器作为可再生能源发电、大规模储能系统的并网接口，在并网发电过程中具有重要作用，是提高风电系统电能质量及可靠性的关键设备[5]～[7]。

电网系统中的5，7次谐波电压含量最高，危害也最大[8]。网侧逆变器矢量控制受谐波电压影响，致使并网电流混入低次谐波[9]，有功、无功功率产生倍频波动，从而可能导致直流母线电压失去平衡，破坏系统稳定性，降低系统输出电能质量[10]，[11]。文献[12]提出一种抑制并网低次谐波电流分量的交叉耦合控制策略，可有效降低谐波电流含量，但不能有效抑制功率波动。文献[13]，[14]针对5，7次谐波电压情况，采用多次采样下电流正、负序分离的矢量控制方法抑制并网电流畸变，取得了较好的抑制效果，提高了系统稳定裕度，但方法复杂，且未考虑有功、无功功率波动。针对并网电流正弦性与抑制功率波动不能兼顾的问题，文献[15]在静止坐标系下，提出了利用瞬时功率直接计算电流参考指令的控制策略，采用加权思想实现并网逆变器电流/功率质量的协同控制，提高了系统运行性能，但需要复杂的计算过程与公式推导。文献[16]，[17]提出直接功率控制策略（Direct Power Control，DPC），由功率控制环代替电流控制环，降低了系统算法的复杂程度，以直接控制所产生的瞬时功率来消除谐波对功率的扰动，平抑由谐波引起的功率波动，从而稳定直流侧母线电压。在理想电网运行条件下，具有良好的输出特性，但在谐波电网下，并网电流、功率均会存在倍频波动。

针对以上问题，本文提出在5，7次谐波电网电压下，将多次采样策略直接应用到功率加前馈谐波补偿器中，改进的功率控制策略可以根据实际并网工况需求的不同，进行电流和功率控制目标的选择，达到系统的运行要求。此外，多次采样策略的应用，可改善谐振控制器在两种控制目标下的谐波抑制效果，获得更好的输出电能质量。

1 并网逆变器数学模型

并网逆变器主电路拓扑结构如图1所示。图中：ugn（n=a，b，c）为电网三相电压；R，L为并网进线电阻、电感；ign为逆变器输出的三相并网电流；usn为逆变器侧三相电压；Udc为直流侧母线电压。

图1 并网逆变器结构图Fig.1 Structure diagram of grid connected inverter

由图1可知，在基频dq旋转坐标系下，采用电网电压d轴定向控制，即ugq=0，可得直接功率控制方式下电压源逆变器（Voltage Source Inverter，VSI）的电压方程为[10]

式中：ugd，ugq为dq坐标系下电网电压；igd，igq为dq坐标系下并网逆变器输出电流；usd，usq为dq坐标系下逆变器侧电压；ωg为电网电压角频率；Pg为并网逆变器输出的有功功率；Qg为并网逆变器输出的无功功率。

在电网系统中，电网电压除基频分量，还含有较高的5倍频负序分量与7倍频正序分量，7次以上谐波含量相对较小，可以忽略。此时，并网电流主要含有5，7次谐波成分，并网逆变器输出有功、无功功率表现为6倍频波动。传统控制策略须要分离电网电压、电流中的谐波分量，用于计算相应的功率补偿，增加了控制系统的复杂性与难度。

2 增加前馈谐波补偿器的改进DPC策略

2.1 并网逆变器改进DPC策略

本文提出了谐波电网下并网逆变器的改进DPC策略，该策略由功率控制环代替了电流控制环，无须对电压、电流进行正、负序分离，降低了控制算法的难度，提高了并网功率和直流侧母线电压稳定性。在此基础上，添加了前馈谐波补偿器，其采用矢量比例积分（Vector Proportional Integrator，VPI）谐振调节器来抑制谐波电流或功率波动，分别通过选取igd，igq和Pg，-Qg作为输入的反馈信号，设定补偿环节中的给定值为0，将反馈量与给定值进行比较，得到差值后，由谐振控制器对其进行调节，便可得到不同控制目标下的补偿值，将补偿值输入到电压控制量中，从而调节系统PWM脉冲波，实现并网逆变器在DPC下的两个独立控制目标，其控制框图如图2所示。图中：Pg*，Qg*为有功、无功功率参考值；PLL为锁相环，用于跟踪电网基波频率与相位；θg为电网电压矢量位置角度；usabc为PWM模块控制信号。

图2 谐波电网下改进功率控制框图Fig.2 Improved power control block diagram under harmonic grid conditions

电压补偿项Δugd，Δugq分别为

通过控制目标选择模块得到反馈信号，输送给VPI前馈谐振控制器，选择igd，igq作为输入信号时，逆变器将输出三相正弦的并网电流；选择Pg，-Qg作为输入信号时，逆变器将输出平稳的有功、无功功率，从而实现两个目标独立控制。

2.2 前馈谐波补偿器

VPI谐振控制器可以通过设定谐振频率，使其在指定频率处呈现高增益，其它频率处幅值迅速衰减，无明显调节作用，适用于抑制固定振荡频率的波动分量，其传递函数为

式中：ωc为谐振频率处带宽，取值5～15 rad/s，本文取ωc=10 rad/s；Kp，Ki分别为比例、积分系数，可以调节控制器带宽，可以影响控制器的增益、带宽；5，7次谐波经过Park变换，在dq坐标系下转变为6次谐波，因此并网电流及有功、无功功率均表现为6倍频波动，选取k=6；ωg=100πrad/s。根据文献[8]中VPI参数设计方法，求得Kp=1.38，Ki=34.5，通过谐振控制器来抑制两种控制目标下的谐波分量。

改进功率控制策略结合空间矢量调制PWM脉冲波控制功率开关管的开通与关断。作为并网逆变器控制方法，具有结构简单、响应性能好的优点，但PWM在基于数字控制过程中的延时，对谐振控制器影响较大，导致其实际谐振频率偏离理论设定频率，致使两种控制目标下的谐波抑制效果较差。因此，延时问题不能忽视。

3基于多次采样的PWM调制

3.1 多次采样控制原理

在不改变开关频率fs的前提下，多次采样控制通过改变采样频率fc，实现一个开关周期内多次采样，同时更新调制信号，即fc=Mfs（M为采样系数）。M≥2为多次采样，M=2为一种特殊情况，两次采样，即两次装载。PWM调制原理如图3所示。

图3单次和两次装载PWM调制Fig.3 Diagram of single-update and double-update PWM

图中：Ts为开关周期；Tc为采样周期。

DSP数字控制过程中PWM延时包括更新延时Tc/2和一拍滞后延时Tc。单次装载时Tc=Ts，总延时时间为Tc/2+Tc=3 Tc/2=3 Ts/2；两次装载时Tc=Ts/2。因此，总延时时间为3 Ts/4。与单次装载相比，控制延时有所减小；当M次装载时，总延时时间Td=3Ts/（2M）；可见，增加装载次数可进一步减小延时，当M→∞时，即可视为模拟控制中的自然采样。

3.2 采样次数M对谐振调节器控制精度的影响

为分析M对谐振调节器性能的影响，分别绘制单次装载（Tc=Ts），2次装载（Tc=Ts/2）与8次装载（Tc=Ts/8）时bode图，如图4所示。

图4 谐振调节器在不同装载次数下的bode图Fig.4 Bode diagram of resonance regulator under different loading times

设定谐振频率为300 Hz，由图4可见，3种装载情况下的实际谐振频率有所不同。其中，单次装载时偏离理论设定频率较大，为278 Hz，因此对6倍频波动的电流分量或功率分量控制性能较差；2次装载时实际谐振频率与单次装载相比有所减小，为291Hz；当8次装载时，实际谐振频率达到理论设定频率300 Hz。可见，采样系数M越大，谐振控制器对谐波电流或功率的控制精度越高。

4 基于DPC策略的并网逆变器仿真及分析

4.1 仿真参数选取

在Simulink中搭建7 kW并网逆变器系统模型，对不同控制策略情况下的仿真结果进行对比，仿真参数选取如表1所示。

表1 仿真参数Table 1 Simulation parameters

4.2 传统DPC策略

并网逆变器采用传统直接功率控制策略仿真，在0.5 ～0.6 s向电网电压分别注入10%的负序5次谐波和正序7次谐波，对电流做FFT分析，仿真结果如图5所示。

图5 理想和谐波电网情况下直接功率控制仿真图Fig.5 Simulation diagram of direct power control in ideal and harmonic grid conditions

由图5可知，并网电流波形发生畸变，有功功率、无功功率产生大幅度波动，并网电流的5，7次谐波含量较高，不能满足《电能质量·公用电网谐波》标准名称中奇次谐波低于4%的要求。

4.3 并网电流正弦目标下的改进DPC策略

为抑制并网电流畸变，降低其中含量较高的5，7次谐波，选取igd，igq作为前馈谐振控制器输入信号。由于8次装载时，实际谐振频率达到了理论设定频率300 Hz，因此，本文采用8次装载进行仿真，以降低DSP延时对谐振调节器对控制精度的影响，仿真结果如图6所示。

图6 并网电流正弦目标下不同装载次数仿真图Fig.6 Simulation diagram of different loading times under sinusoidal targetof grid connected current

由图6可知，5，7次谐波电流含量进一步降低，并网电流正弦性更好，多次采样策略可获得更好的谐波抑制效果，但有功功率、无功功率仍存在大幅度波动。

4.4 系统输出功率平稳目标下的改进DPC策略

选取Pg，-Qg为前馈谐振控制器输入信号，对其单次及8次装载时进行对比，如图7所示。

图7 功率平稳目标下不同装载次数仿真图Fig.7 Simulation diagram of different loading times for power stationary target

由图7可知：在两种装载次数情况下，并网电流波形仍存在严重畸变，无明显谐波电流抑制作用。根据有功功率、无功功率输出波形可见，单次装载时可以取得较好的谐波功率抑制效果，但仍存在小幅度波动，8次装载时有功及无功功率更加稳定，基本无波动。

4.5 仿真结果分析

改进功率策略下，不同控制目标及不同装载次数的仿真结果如表2所示。

表2 仿真数据结果Table 2 Simulation data results

由表2可知，①谐波电网电压情况下，采用传统直接功率控制策略，并网电流含有较高的5，7次谐波成分，其中5次谐波占4.498%，7次谐波占5.827%；并网功率呈6倍频波动，ΔPg达1 300 W，ΔQg达2 300 Var；恶化了系统电能质量，破坏系统稳定性。②引入前馈谐波补偿器的改进策略后，两种控制目标下均可取得较好的谐波抑制效果，在并网电流正弦性目标下，5次谐波为2.513%，7次谐波为2.234 %，谐波电流含量下降明显；在功率平稳目标下，ΔPg降至175W，ΔQg降至180 Var；但并网电流及有功、无功功率仍存在较少量的谐波成分。③为解决DSP数学控制过程中的延时致使单次装载时谐振控制器实际谐振频率与理论设定频率300Hz偏离较大的问题，本文采用8次装载PWM调制。由结果数据对比可知，8次装载时的谐波抑制效果优于单次装载。其中，并网电流正弦性目标下，5，7次谐波电流含量分别由2.513 %，2.234 %降至1.179 %，1.193 %。功率平稳目标下，有功及无功功率波动由175W，180 Var降至43W，50 Var，保证了电能质量。