新型斜率补偿电流峰值控制Y 型拓扑开关电源

邹锦浪，张黎明，谢霞明，韩业华，杨肖锋

（1.上海空间电源研究所，上海 200245；2.中国科学院微小卫星创新研究院，上海 201203）

卫星电源系统是卫星的能源心脏，一次电源部分则是卫星电源系统的核心，它为星上的电气设备提供能量，并保护电源系统[1-3]。PCU 起着在太阳能电池阵、蓄电池与配电单元均衡输送电能的作用,从而使母线电压保持恒定,为卫星上的电气设备提供能量[4]。在太阳能光照不充足的情况下,放电调节器(Battery Discharge Regulator,BDR)通过对蓄电池放电维持母线电压平衡，高效能的BDR 是电源系统的重要组成[5-6]。

文中提出的新型Y 型拓扑电源不存在磁芯不平衡的问题，其控制方式简单、动态性能好、转换效率高，因而非常适用于蓄电池放电场合。

1 Y型拓扑结构介绍

图1 为Y 型拓扑原理图，其连接在输入电源Vin与负载端Rload之间，各符号分别表示为变压器T1，电感L1，MOS 管Q1、Q2，续流二极管D1、D2，电容Cout，负载Rload。变压器绕组与L1相接，其异名端和同名端分别接至MOS 管Q1、Q2的漏极，二极管D1、D2的阳极分别连接至MOS 管Q1、Q2的漏极。

图1 Y型拓扑原理图

状态1:当Q1、D1导通，Q2、D2关断。输入电流iL流过两条支路，一条支路是通过变压器T 原边NP和MOS 管Q1的电流iQ1，另一条支路是通过变压器T 副边NS和续流二极管D1的电流iD1，其中，由于变压器原副边匝数比NP:NS=1:1，所以，此时输入电流[iL]ON=2[iout]ON，VCT=VOUT/2；电感L两端的电压为：

电感电流上升斜率为：

由式（2）可得：

状态2：当Q1、Q2关断，D1、D2导通。此时输入电流il同样由两部分组成：一部分是通过变压器T 原边NP和续流二极管D2的电流iD2，另一部分是通过变压器T 副边NS和续流二极管D1的电流iD1（变压器原副边作为导线续流），此时VCT=VOUT。电感L两端的电压为：

电感电流上升斜率为：

由式（5）可得：

状态3：当Q2、D2导通，Q1、D1关断。电路状态与状态1 相似，故不在此赘述。

稳态时，电流iout导通时的上升率与关断时的下降率相等，将D定义为：

其中，Tswitch是开关管开关周期的一半。由状态分析可知：

可得：

其仿真波形如图2 所示，实际波形如图3 所示。

图3 Y拓扑变压器原边实际波形

图2 各点仿真波形

2 系统设计

系统设计框图如图4 所示，直流输入VIN通过由电阻和电容构成的联阻尼滤波器，使得输入电压更加稳定。输出电压VOUT的电压反馈外环和互感器检测的开关管电流内环，形成双闭环控制。UC1846电流控制模式下，输出的两路PWM 波相差180°，其占空比由误差信号与锯齿波比较确定[7-8]。这种双环反馈具有动态响应快，增益带宽大，抑制偏磁现象等优点，同时电路具有输出电流保护、输入欠压保护功能[9]。

图4 系统原理框图

2.1 滤波器的设计

输入滤波有两个功能[10-11]：1）阻止电源产生的电磁干扰其他设备；2）防止其余信号干扰电源。

并联阻尼滤波器如图5 所示，Rd与Cd串联后再与电容C并联，以此抑制输入的直流成分阻止Rd功耗，并且降低在谐振时的输出阻抗。

图5 并联阻尼滤波器

谐振时，Cd阻抗应小于Rd，大于C，设计滤波器参数时,输出阻抗在整个频段内应低于电路的闭环输入阻抗,变换器的稳定性才不会受影响。图6 为并联阻尼滤波器的Bode 图。

图6 滤波器频率阻抗曲线

Bode 图表明滤波器的截止频率约为6 kHz，选择较小的滤波参数可使滤波器的谐振峰值非常小，如图7 所示，避免不良的输入滤波器阻尼因数对系统的总体性能带来负面影响，使控制系统具有良好的稳定性[12]。

图7 并联阻尼滤波器伯德图

2.2 主电路设计

Y 型拓扑参数指标如下：输入电压Vin=21～27 V，开关频率f=100 kHz，输出电压Vout=29.5 V，输出功率P为500 W，效率达94%以上，占空比小于0.5，由此进行主电路参数设计。

2.2.1 电感计算

根据电感电压公式可知：

代入式（9），得：

取

根据α与D的数学关系式，当占空比D=0.58 时，α=0.086 取得最大值，实际电感计算需要使输出电流纹波率小于10%。因此，根据式（11）当占空比D的范围为0.258～0.731 时，输出电流纹波率按10%代入，得Δiout=0.2Ion=3.42A；f=100 kHz；计算出L≈7.34 μH。

2.2.2 变压器

当Q1或Q2管导通时，抽头中心点电压为：

取VCT为最低输入电压Vin的0.75，可得NP:NS=1.17；当Q1、Q2关断时，要使变压器的原副边输出电流对称，故取NP:NS=1。

选择磁心时，考虑其损耗随频率和峰值磁通密度的变化。因为铁氧体具有很高的电阻率，产生的涡流损耗低，故文中讨论的变压器采用MXO-2000铁氧体磁心，尺寸为31 mm×18 mm×7 mm。

一般的推挽电路经常出现变压器的偏磁问题[13-14]，但此Y 型拓扑并没有偏磁问题，因为耦合电感的一次绕组阻抗很大，当变压器磁心趋于饱和时，变压器绕组端电压下降，伏秒面积减小，磁心难以进一步饱和，同时前端存在输入电感L，可以在一定程度上抑制偏磁问题。

如图8 所示，偏磁测试时在Q1管与变压器T 的b端之间人为加入一个二极管1 V 压降，由图9 可知输入电感L的电流在一个周期达到平衡状态，同时Q1、Q2流过的电流差并不随着负载电流的增加而变大。虽然Y 型拓扑可用三角波控制，但此时功率器件的电流定额略大，所以文章采用峰值电流控制方法[15]。

图9 变压器偏磁测试波形

图8 偏磁测试

2.3 峰值采样电路

通常电流传感器的采样电阻损耗与采样电流大小成正相关[16-17]，该文采用电流互感器（匝数比K1=200：1）作为Y 型拓扑开关管Q1、Q2的电流传感器，大大降低了因电流采样而产生的功耗，提高了Y 型拓扑的效率，图10 为峰值电流控制电路图。

图10 峰值电流控制电路图

时钟脉冲的正斜率斜坡电压从芯片UC1846 的定时电容Ct的正端取得，电压为：

根据VC1846 手册，ΔV=1.8 V，Δt=0.4RtCt。电压V1的一部分叠加在Vi上进行斜率补偿，选择适当的R4、R7使该电压斜率等于采样电流的斜率K2，其中：

由以上分析可知：

文中采用BJT 射极跟随器作为斜率补偿隔离，故斜率补偿电路并不改变电路的工作频率，由于电流采样信号中串入由R3和C2组成的RC滤波电路，故R4和R7应选择足够大以减少R3对斜率的影响。

3 实验结果

根据上述理论设计，搭建实验平台验证峰值控制Y 型拓扑开关电源的各项功能。

图11 为负载电流以100 Hz 的频率在1 A 与10 A之间跳变时,开关管驱动波形VQ1GS、母线电压脉动波形ΔVout、负载电流iload和开关管电流iQ1的波形,负载跳变时，母线电压脉动最大值为1.24 V,恢复稳态的时间小于1.2 ms，由此可见系统具有优异的动态响应性能。此时峰值电流的控制参数为R2=20 Ω,R4=1.8 kΩ,R7=2.2 kΩ,R3=56 Ω,C2=470 pF,在各种不同输入输出条件下，效率曲线如图12 所示。

图11 输出动态响应波形图

图12 效率与负载电流曲线图

图12 为该拓扑电路的效率曲线，由图可知，在全范围工况内，效率均高于93%，最高为97.77%，整体效率随着负载的增大，先增大后减小。

4 结论

该文提出了一种基于UC1846 的新型峰值电流控制Y 型拓扑开关电源，重点就其磁偏和效率问题进行了仿真设计，并搭建了一台400 W 实验样机，结果表明该电路输入输出电流连续，动态特性好，转换效率高，开关管应力小，说明该设计方法可行有效；根据效率曲线，得出该电路整体效率很高，在卫星的升压电路上有很大的发展空间。