基于磁路并联的单极式AC/DC电力电子变压器

吉 宇，王沁洋，张思耕，徐晓轶，姚文熙

（1.国网江苏省电力有限公司南通供电分公司，南通 226006；2.浙江大学电气工程学院，杭州 310027）

随着可再生能源发电在配电网中渗透率的不断提高，电力系统的潮流控制变得更加复杂。电力电子变压器PET（power electronics transformer）具有优越的潮流控制能力，近年来获得了广泛的研究[1]，并代替配电变压器在一些综合能源示范中心获得了成功应用[2]。PET采用电力电子技术来实现高压交流电与低压交流电之间的电力转换，从而能够对电力潮流进行主动控制。但是PET不仅要耐受较高电压，还需要实现电气隔离和交流变换功能，是一种非常复杂的电力电子设备。

通常PET采用串、级联的组合拓扑结构。经典的解决方案是采用整流、隔离和逆变的三级功率变换结构，并且对高压侧采用原边串联、副边并联的模块化结构，这种结构技术较为成熟，三相和各级之间的控制相互解耦，是目前采用最多的方案。但是，这种拓扑需要使用数量众多的隔离变压器和直流滤波电容，使得它的功率密度和效率都不高。因此，在此基础上，出现了一些列改进方案[3-13]。文献[3]给出了一种采用单个高压变压器的改进方案，利用模块化多电平MMC（modular multilevel converter）桥臂来承受一次侧的高电压，这种方式的PET仅采用一个高频变压器，系统结构更加整体化，利于提高功率密度。但是MMC桥臂仍然需要大量直流滤波电容，而且需要额外的环流对MMC的子模块进行均压，会产生额外损耗。为了解决单相子模块的功率脉动问题，文献[4]给出了一种矩阵式PET方案，采用交交转换直接将工频交流电转换成高频交流电，作用在高频变压器上，从而可以利用高频环流来抑制直流电容上的工频纹波，部分缩减了电容的使用量，但是高频环流仍然会引起额外的损耗。文献[5]在三相PFC技术中采用了单级的模块串联的技术，能够利用三相之间的功率补偿来抑制工频纹波，从而可以省去每个模块中的直流电容。文献[6]进一步将这种技术应用到三相DAB中，实现了能量的双向传输，具备了PET的基本功能，但是将这种技术应用到PET中时，仍然需要采用大量的隔离变压器，并且在每个模块内部都需要采用高电压等级的绝缘措施。文献[7]提出了一种磁路并联的高频变压器结构，其原边仍然采用多个绕组，兼容模块化的结构，而副边则使用统一的绕组，这就避免了在模块内部同时出现原副边电路，降低了模块内部的绝缘要求，利于提高PET的功率密度。

本文将磁路并联思想与多端口DAB相结合，研究了一种基于磁路耦合的三相单级式AC/DC PET技术。通过多端口DAB将三相功率在变压器上汇合，不需要在模块内部配置直流电容来滤除工频纹波；再利用磁路耦合的方式，将每个模块的输出量从电改为磁场，从而降低了模块内部的绝缘要求，利于提高系统的功率密度。

1 磁路并联单级AC/DC PET拓扑

为了兼容传统配电网，PET需要接入中压交流电网，而在低压侧除了传统的低压交流端口外，为了更好地吸纳分布式发电和接入各种电力电子设备，通常还需要提供低压直流端口。因而，传统PET方案采用模块化和多级结构。系统结构如图1所示，其中高压交流与低压直流之间的功率转换是PET的核心部分，将其称为AC/DC PET，用于实现高压和隔离的功率变换，通常采用模块化结构，模块内部包括一级整流电路和一级隔离DC/DC电路，模块之间采用高压侧串联、低压侧并联的方式，以分别提高电压和电流的处理能力。在低压侧，为了和传统的交流负载兼容，通常还会采用一级常规的逆变器来实现直流与交流之间相互转换。本文重点讨论其中关键的AC/DC PET技术。

图1 传统三级式PETFig.1 Traditional three-stage PET

传统AC/DC PET拓扑虽然使用了模块化结构，但模块内需要较大的储能电容和较多的隔离变压器。由于变压器绕组之间需要高压隔离，尤其绕组的引出端需要设计足够的爬电距离，使得变压器很难集成到变流器模块中，模块的功率密度不易提高。因而，本文从两方面对模块进行改进：首先将模块改造为完全的高压模块，也就是移出其中的低压电路，并将磁场作为模块与低压侧电路之间能量传输的介质，这样模块内也取消了低压侧的电气端口，使得模块内部的电位差都保持相对较小，因而可以将变压器的原边绕组与磁芯集成到高压变流器模块中，并且通过副边磁路的耦合，减少变压器的副边绕组数量和端口数目，从而减小系统体积，利于高功率密度设计；其次，将模块内的两级结构改为单级结构，利用双向开关对交流电压进行斩波，省去了中间直流侧的滤波电容。模块内部结构如图2所示，其中的开关为双向开关，可以采用两个IGBT功率器件反向串联组成，或使用反向阻断性IGBT反向并联组成。

图2 高压侧模块内部电路Fig.2 Internal circuit of high-voltage module

将改进后的模块组合起来就形成了新的AC/DC PET拓扑，高压侧仍然采用模块串联的方式组合，以承受较高电压。而低压侧则通过高压绝缘护套的绕组串在一起绕制，如图3所示。由于模块内部省去了直流电容，因而每个模块的功率都是工频脉动的，单相所有模块串联起来后功率仍然是工频脉动的，但是将三相组合起来，采用适当的控制方式，模块之间输出功率就可以相互补充，在低压侧形成平稳的功率。

图3 PET系统结构Fig.3 System structure of PET

2 单级AC/DC PET的工作原理

2.1 等效电路分析

在图2所示的高压侧模块内，通过控制4个双向开关管，将输入的交流电压斩波成高频交流方波。设输入电容电压为uc，加在变压器绕组上的电压为ut。当Q1和Q4导通时，ut=uc；当Q2和Q3导通时，ut=-uc；Q1和Q2或者Q3和Q4导通时，ut=0。图4给出了uc＞0时的开关管控制信号，其中Q1和Q2、Q3和Q4的控制信号互补，Q1和Q4的控制信号脉宽相同，相差180°。通过该方式的控制，ut产生了正负对称的交流方波，方波的幅值为uc，脉冲宽度可调，设为d，d＜Ts/2，波形的频率则为开关频率fs；当uc＜0时，将Q1和Q2、Q3和Q4的控制信号对调，可使ut产生相同的电压波形，此时方波的幅值为|uc|。

图4 高压模块控制波形（uc＞0）Fig.4 Control waveforms of high-voltage module（uc＞ 0）

将这些模块按照图3所示的方式组合起来，将变压器的高压侧称为原边，低压侧称为副边。所采用的副边绕组方式可等效为变压器副边绕组串联起来后接低压侧变换器的方式。由于同一相的串联模块均工作在相同的控制模式下，为了简化分析，将每相的串联模块数设置为1，并假设变压器理想，变压器的变比为n，可以画出系统的等效电路如图5所示，是一个四端口的DAB电路（QDAB），原边三相电压通过高频斩波之后通过变压器串联起来，而副边则是全桥输出的方波，两者加在电感Lk上产生电流is。若考虑变压器的非理想特性，则变压器的漏感都可以并入电感Lk，而变压器的励磁电感，则形成独立的励磁回路，并不影响系统功率传输的基本原理。

图5 系统等效电路Fig.5 Equivalent circuit of system

设高压侧的三相电压为对称正弦波，如下式表示：

图6 三相正弦波和对其斩波之后的变压器原边电压波形Fig.6 Three-phase sinusoidal waves and voltage waveforms of transformer on its primary side after chopped

图7 变压器电压（上）和电感电流（下）Fig.7 Transformer voltage（top）and inductor current（bottom）

2.2 功率因数的控制

由于高压侧模块内部并无工频储能元件，模块的输入输出功率保持平衡，也就是高压侧的交流输入功率也是式（2），于是可计算交流侧输入电流为

式中，sgn（）为取符号函数。

可见，若Im为常数，当脉冲宽度与输入电压呈正比时，能够获得功率因数为1的输入电流，在此原则下，取最大脉冲宽度为

同样，可以计算t从Ts/4～Ts/2的电感电流变化量为

求解式（5）和（6）可得

因此，虽然三相电压都以正弦变化，但只要使脉冲宽度满足式（4），那么变换器在稳态情况下，也就是移相角和输出电压不变时，Im为常数，从而使式（3）中电流与脉冲宽度呈正比，输入电流与电压同相位。在上式的推导中，脉冲宽度是根据瞬时电流计算获得的。根据这个原理，若设置式（4）为功率因数不等于1的瞬时电流表达式，也可以计算出对应的脉冲宽度，此时脉冲宽度可能是负的，也就是该相在变压器绕组上的电压幅值与其他两相相反。

2.3 限流电感Lk的设计

隔离变压器设计方法和传统的高频开关电源的设计方法是类似的，故不再赘述。本节重点叙述限流电感Lk的设计方法。与传统DAB不同，变压器原边等效电压是变化的阶梯波、副边电压则是方波，因而需要设计较大的Lk来限制环流，同时Lk也不能太大，以保证能够传输最大功率。由于每相的串联模块都是相同的，参数可以假设每相只有一个模块来设计。将式（1）和（4）代入式（2），并将三相功率相加，可计算出三相传输的总功率为

将式（7）代入式（8）得

式（9）表明，系统传输功率与移相角呈正比，与电感呈反比，若假设最大移相角为tφmax，最大功率PTmax，则电感需满足如下条件：

需要注意的是，式（10）是在假设移相角较小的前提下推导获得，如果移相角时间超过了t1，就会使传输功率有一部分损失，因此实际设计时需要设计一定的裕量。

3 单级AC/DC PET的控制系统

单级AC/DC PET的控制系统需要实现两个控制目标：首先是调节传输功率，根据式（9），我们可以通过控制tφ来调节传输的功率；其次是控制输入电流质量，使其保持高功率因数和低THD，根据式（4），可以设定每相功率模块的脉冲宽度与电压幅值保持比例，便可从理论上获得良好的输入电流波形，但在实际使用中，需要加入波形控制来补偿非理想因素产生的偏差，本文采用稳态补偿的波形控制方法，与传统的重复控制类似，本文不再赘述。

最终，建立的控制系统如图8所示，控制系统包括两个部分：高压模块控制器产生高压侧开关管的控制信号，用于控制输入电流的波形质量，图中只列出了其中一相，其他两相类似；低压模块控制器产生低压侧开关管的控制信号，通过移相角φ来调节传输功率，进而控制输出电压。在高压模块和低压模块之间并没有太多信息交互，只需要建立同步坐标系。

图8 单级AC/DC PET的控制系统Fig.8 Control system of single-stage AC/DC PET

4 仿真和实验验证

4.1 仿真结果

根据以上分析，设计一台1 MV·A的单级AC/DC PET，高压侧接入10 kV配电网，低压侧连接750 V直流母线。高压模块采用1 700 V的功率半导体器件，额定输入交流电压选择720 V RMS，每相采用14个模块串联，三相之间采用三角形连接。

采用的无源元件参数如表1所示。

表1 无源参数Tab.1 Passive parameters

利用以上参数和控制方案在Matlab/Simulink中建立1 MV·A的AC/DC PET仿真模型，对其功率传输和电流波形控制性能进行仿真。仿真设定过程如下：从0时刻开始，设定传输功率为0；在0.02 s时刻，设定传输功率1 MV·A，方向从交流侧到直流侧；在0.1 s时刻，将功率传输方向修改为从直流侧传输到交流侧，功率仍然保持为1 MV·A。仿真结果如图9、图10和图11所示。

图9为直流侧输出电压、输出电流和控制传输功率的移相角，可以看到尽管在0.1 s时系统功率进行了反向，但依然可以保持稳定的输出电压，而且移相角与传输的功率呈正比，移相角的正负能够控制传输功率的方向。

图9 直流侧输出电压（上）、输出电流（中）和移相值（下）Fig.9 Output voltage（top）and output current（middle）on DC side，and phase shift value（bottom）

图10为输入高压侧的电压和电流，可以看到电流具有良好的波形质量，输入和输出的功率因数都接近1，在功率转换时能够平滑切换。

图10 输入电压（上）和电流（下）Fig.10 Input voltage（top）and current（bottom）

图11给出不同时刻变压器上的电压和电流波形，图11（a）为功率正向传输时不同时刻的波形，图11（b）为功率反向传输时不同时刻的波形。其中，最上图为变压器原边的等效电压，为三相绕组电压之和；中间图是副边绕组电压，最下图是原边电流。从中可以看到，虽然原边电压波形处于不断的变化中，但是副边绕组电压保持不变，变压器电流的幅值保持稳定。

图11 变压器在不同时刻的电压电流波形Fig.11 Voltage and current waveforms of transformer at different moments

4.2 实验结果

本文还搭建了一台小功率的实验装置对本方案进行进一步验证。实验装置简化为每相不进行级联，只使用一个模块，实验装置如图12所示。获得的实验波形如图13所示。图13（a）为变压器原边三相绕组电压之和、副边电压，可以看到原边电压由于三相之间互为补充，因此在没有滤波电容的情况下依然可以平稳运行。图13（c）为输入电压与输入电流。

图12 样机Fig.12 Prototype

图13 实验波形Fig.13 Experimental waveforms

5 结语

本文研究了一种基于磁路耦合的单级式AC/DC电力电子变压器技术，采用模块串联的思路实现单级高压三相AC转DC的变换功能。文章推导了交流侧电流波形与变压器脉冲宽度的关系，从而设计了变压器原边的脉冲宽度调制策略。文章进一步推导了变换器的传输功率与限流电感和移相角的关系，从而给出了限流电感的设计方法和传输功率的控制策略。论文通过仿真和实验对提出的方案进行了验证。