电动汽车无线充电系统双边LCC型谐振补偿网络及电磁安全性研究

2021-05-11杨阳王澍颜黎明陈轶嵩张久鹏

西安交通大学学报 2021年5期

杨阳,王澍,颜黎明,陈轶嵩,张久鹏

(1.长安大学汽车学院,710064,西安;2.长安大学公路学院,710064,西安)

近年来,随着电动汽车技术,尤其是电动汽车车载动力电池技术的快速发展[1-3],越来越多的消费者开始使用电动汽车。与此同时,作为电动汽车新型充电方式的无线充电技术,也在电动汽车充电领域得到了越来越广泛的关注。相对于传统的有线充电方式,无线充电技术不需要人为进行电器插拔,有利于实现电动汽车充电的自动化与智能化。同时,发射线圈铺设于地面下,可以避免占用地面上的空间,避免受恶劣环境的影响,有利于提高系统的安全性与可靠性。

无线充电技术根据传输机理的不同可以分为电磁感应式、磁耦合谐振式及微波式[4]。微波式无线充电技术可以传输较远的距离,但传输效率过低;电磁感应式无线充电技术尽管有着较高传输效率,但受制于传输机理,只适用在传输距离较短的场合[5];磁耦合谐振式无线充电技术基于磁共振原理,可以实现较高传输效率及较远传输距离,因而更加适用于应用在电动汽车领域[6]。因此,本文重点研究磁耦合谐振式的无线充电。

典型的磁耦合谐振式无线电能传输系统的组成包括激励端直流电源、高频逆变电路、由原边线圈和副边线圈组成的耦合机构、改善系统电路特性的谐振补偿网络、实现直流供电的整流和功率变换电路以及负载或车载电池[7],如图1所示。

图1 磁耦合谐振式无线电能传输系统组成图 Fig.1 The composition diagram of magnetic coupling resonance wireless power transmission system

电动汽车充电需要满足大功率、高效率充电的要求,提高无线充电系统的传输效率与功率的关键因素在于耦合线圈与谐振补偿网络的设计。耦合线圈的形状、尺寸与系统的传输效率有着密切的关系,如线圈匝数、气隙间隙、水平偏移等都对系统的传输效率有着影响。文献[8]对常见线圈在不同气隙与偏移下的耦合系数进行研究,比较分析了不同线圈的抗偏移特性;文献[9]提出了一种新型线圈,DD(double D)线圈,提高了线圈在偏移时的耦合能力;文献[10]研究了磁芯形状、排布方式及数量与DD线圈及矩形线圈耦合系数之间的关系;文献[11]分析了线圈的匝数、半径及谐振频率的影响,提出了一种针对于平面盘式圆形线圈的优化设计方法。由于无线充电系统耦合系数较小的特点,因而需要在电感线圈两端加入谐振补偿网络来提高能量传输效率。文献[12]比较总结了发射端与接收端采用S型、P型拓扑结构的特性;文献[13]对传统的串联-串联拓扑结构改进,提高了稳定功率传输范围;文献[14]对串联-串联、串联-并联补偿特性进行分析,证实了两种拓扑结构可以应用于电压源与电流源;文献[15]分析了双边LCC谐振网络中各补偿元件参数调整对系统输入阻抗角和输出电流的影响。另外,无线充电系统的电磁辐射关系到公众健康安全,因而在无线充电系统设计时需要考虑电磁安全等因素,文献[16]通过建立传导电磁干扰等效电路模型,分析了在线圈偏移较大及整流电路工作在断续导通模式(DCM)的情况下,系统传导电磁干扰特性及其对安全性的影响。

本文从无线充电系统4种基本补偿网络拓扑出发,搭建了系统电路模型,分析了基本谐振补偿网络拓扑的输出特性;在此基础上,对双边LCC谐振拓扑的特性进行了理论分析与推导,并与串联谐振补偿拓扑进行了比较,分析了双边LCC谐振补偿拓扑的特点;其次,利用COMSOL软件对磁耦合机构进行了仿真,分析了圆形线圈耦合系数随线圈间气隙变化和水平偏移变化的情况;最后,对简易人体模型在不同位置处的磁感应强度,以及铝板对磁感应强度的屏蔽作用进行了分析。

1 谐振补偿网络拓扑仿真与分析

1.1 基本谐振补偿网络拓扑与仿真分析

根据电感线圈与补偿网络拓扑连接方式不同,无线充电系统有4种基本的补偿拓扑,分别为串联-串联(SS)、串联-并联(SP)、并联-串联(PS)、并联-并联(PP),如图2a～2d所示。

当系统在工作频率ω0发生谐振时,系统的传输功率及效率可以表示为[17]

(1)

(2)

式中Qs为副边线圈的品质因数。

(a)SS (b)SP

(c)PS (d)PP V1—电源电压;M—互感;Lp—原边线圈电感;Ls—副边线圈电感; Cp—原边补偿电容;Cs—副边补偿电容;RL—负载电阻; Ip和Is—流经原边和副边线圈两端的电流; I1—电源电流;I2—流经负载的电流。图2 4种基本谐振补偿网络拓扑电路图Fig.2 The circuit diagrams of four basic resonance compensation network topologies

为了对4种基本拓扑结构输出特性进行比较,利用Matlab/Simulink对4种模型进行仿真,分析各拓扑结构的传输效率和传输功率随负载电阻的变化情况。表1给出了4种基本谐振补偿网络拓扑仿真参数值。根据表1的参数值,系统仿真结果如图3和图4所示。

由图3和4仿真结果可知,原边采用串联补偿方式能够实现较大的传输功率,而原边采用并联补偿的传输功率较小。SS补偿可选用的负载阻值范围较大,SP补偿能够保持稳定的传输效率。

(a)SS (b)SP

(c)PS (d)PP图3 4种基本谐振补偿网络传输功率随负载阻值的变化Fig.3 Curves of transmission power versus load resistance

(a)SS (b)SP

(c)PS (d)PP图4 4种基本谐振补偿网络传输效率随负载阻值的变化Fig.4 Curves of transmission efficiency versus load resistance

表1 4种基本补偿网络拓扑仿真参数

本文还分析了谐振频率对4种基本补偿网络的传输功率和传输效率的影响,仿真结果如图5和图6所示。

(a)SS (b)SP

(c)PS (d)PP图5 4种基本谐振补偿网络传输功率随频率的变化Fig.5 Curves of transmission power versus frequency

从图5和6可以看出,原边采用串联补偿可以实现较大的传输功率,副边采用串联补偿可以在较大频带范围内实现稳定且较高的传输效率。由于SS补偿网络的原边补偿电容与线圈之间的互感和负载均无关,因此SS补偿被广泛应用于大功率可变负载的无线充电系统。

1.2 双边LCC谐振补偿拓扑的理论分析

尽管基本补偿网络结构比较简单、容易实现,但基本谐振补偿网络抗偏移能力较弱,且系统容易受到耦合系数与负载和谐振频率的影响。为了解决此问题,由基本补偿网络衍生出各种高阶补偿网络,本文重点对双边LCC谐振拓扑进行分析,如图7所示。

Uin—电源电压;LT—发射线圈电感;L1—发射端的补偿电感; C1、CT—发射线圈和发射端的补偿电容;RT—发射线圈的电阻; IT—流经发射端的电流;LR—接收线圈电感;L2—接收端的补偿电感;C2、CR—接收线圈和接收端的补偿电容;RR—接收线圈的电阻;IR—接收端的电流;R0—负载电阻。图7 双边LCC谐振拓扑电路图Fig.7 The circuit diagram of double-sided LCC resonant topology

结合文献[18-19]和系统谐振条件,系统副边的等效阻抗ZR和原边输入阻抗Zin的表达式分别为

(3)

Zin=[(RT+Zr)+ZLT+ZCT]∥ZC1+ZL1

(4)

式中:Zr为反映阻抗,表达式如下

(5)

其中α为引入参数,满足以下关系式

(6)

因此,双边LCC补偿拓扑在负载为R0时的输出功率[20]为

PLCC-LCC=(ω2M2Uin2α2R0)/[(1-ω2L1C1)2·

(RT(α2R0+RR)+ω2M2)2+ω2L12(α2R0+RR)2]

(7)

假设副边替换成S补偿,此时LCC-S补偿结构系统输出功率为

PLCC-S=(ω2M2Uin2R0)/[(1-ω2L1C1)2(RT(R0+

RR)+ω2M2)2+ω2L12(R0+RR)2]

(8)

同样,可以得到SS补偿结构系统输出功率为

(9)

从式(7)～(9)可以得出,当设定的参数α=1时,系统将从双边LCC拓扑变换成LCC-S拓扑。通过比较3种补偿拓扑输出功率的表达式可以看出,双边LCC谐振拓扑的输出功率同时受电感L1、电容C1和参数α的影响,系统抗偏移敏感度更高,即可以通过不同的元件数值控制,设计双边LCC谐振拓扑的抗偏移性能[21]。

1.3 双边LCC谐振补偿拓扑的仿真与分析

为了研究LCC-LCC、SS和LCC-S补偿拓扑输出功率与原边线圈和副边线圈之间距离的关系,根据式(7)～(9),对双边LCC谐振补偿拓扑与SS谐振补偿拓扑仿真结果进行比较,如图8所示。

图8 双边LCC与SS拓扑输出功率与传输距离的关系 Fig.8 The relationship between transmission power and distance of double-sided LCC and SS resonant topologies

从图8可以看出,双边LCC谐振拓扑的峰值输出功率相比于SS谐振拓扑有所下降,但是其输出功率平稳的区间要大于SS谐振拓扑。仿真结果表明,采用双边LCC补偿拓扑的系统拥有更强的抗偏移能力,这与前面理论推导的结论相一致。

图9 双边LCC与LCC-S拓扑输出功率与传输距离的关系 Fig.9 The relationship between transmission power and distance of double-sided LCC and LCC-S resonant topologies

图9展示了双边LCC与LCC-S拓扑输出功率与距离的关系。从图9可以看出,LCC-S补偿拓扑作为SS拓扑至双边LCC补偿拓扑之间的过渡拓扑,LCC-S谐振补偿拓扑拥有类似SS补偿拓扑的输出性能,其最佳的传输距离与SS补偿拓扑接近,原边线圈与副边线圈之间距离为0.18 m。但是,LCC-S补偿拓扑输出功率的平稳区间显然略小于双边LCC补偿拓扑的范围,其输出性能介于SS和双边LCC补偿拓扑之间。

根据1.2节的分析,当α=1时,系统副边的补偿拓扑将由LCC拓扑转变为串联拓扑,即为LCC-S补偿拓扑。对α进行分析,使α=1为参考组,此时补偿结构为LCC-S补偿拓扑,随着α依次增大,观察位于耦合系数kmax处系统的输出功率变化,结果如图10所示。

图10 系统在不同α时输出功率随耦合系数的变化Fig.10 The changes of transmission power with coupling coefficient k for different α

从图10可以看出,整个系统输出功率随α增加也在不断增大,且系统的抗偏移能力有所增强,符合理论分析的结果。由此可见,双边LCC补偿拓扑的抗偏移能力有着显著的优势,其谐振频率与负载和耦合系数无关,能实现更高的系统传输效率和功率,因此双边LCC补偿拓扑系统可应用于大功率、高效率的动态无线充电系统[22-23]。

2 磁耦合机构的建模与仿真

2.1 磁耦合机构的建模

为了提高大功率、高效率无线充电系统的传输效率与功率,除了满足谐振补偿网络拓扑的设计要求外,还需要对磁耦合机构尤其是充电线圈的磁场分布和偏移情况进行研究。为了研究无线充电磁耦合机构磁场的分布情况,本文利用3D有限元仿真软件COMSOL构建了圆形线圈,保持初级线圈与次级线圈尺寸完全相同,如图11所示。为研究磁芯对耦合系数的影响,在初级线圈与次级线圈两端分别添加了6根长条形磁芯,如图12所示。为分析铝板的屏蔽作用,分别在线圈和铁芯的两侧添加了屏蔽铝板,如图13所示。圆形线圈、磁芯以及铝板的具体参数如表2所示。

图11 圆形线圈示意图Fig.11 The diagram of circular coil

图12 带有磁芯的圆形线圈示意图Fig.12 The diagram of circular coil with magnetic cores

表2 圆形线圈、磁芯及铝板的参数

图13 带有磁芯与铝板的圆形线圈示意图Fig.13 The diagram of circular coil with magnetic cores and aluminum plates

2.2 圆形线圈的仿真与分析

由于原边线圈和副边线圈之间存在位置偏移,本文研究线圈发生水平方向偏移和垂直方向(气隙)偏移时,线圈间耦合系数及磁通密度分布情况。

首先对圆形线圈发生水平方向偏移的情况进行仿真,仿真中线圈间的气隙距离始终保持在80 mm不变,每次的横向偏移设定为25 mm,从正对位置即无偏移开始共进行8组测试,线圈间水平偏移最大距离为175 mm,耦合系数随水平方向偏移的变化如图14所示。

从图14可以看出:当圆形线圈处于正对位置即无偏移时,两线圈之间的耦合系数为0.304;当线圈开始水平移动时,耦合系数也随之开始下降,且随着水平偏移距离的增加,耦合系数的下降幅度逐渐增大,当发射线圈和接收线圈的偏移距离为175 mm时,耦合机构间的耦合系数已经下降至0.109,对系统的传输效率将产生影响。

图14 耦合系数随水平方向偏移变化曲线Fig.14 The curve of coupling coefficient versus horizontal deviation

为了观察原边和副边线圈发生水平偏移时线圈磁通密度变化情况,利用COMSOL进行仿真。图15仿真了不同线圈水平偏移距离下原边线圈和副边线圈间的磁通密度变化情况。从图15中可以看出,当发生水平偏移时,原边线圈(图15中下方线圈)与副边线圈(图15中上方线圈)的磁场耦合状态发生了变化,磁场在不断变小。仿真结果表明,图15与图14水平偏移变化规律一致。

(a)偏移距离0

(b)偏移距离75 mm

(c)偏移距离175 mm图15 不同水平偏移下原边线圈和副边线圈的磁通密度Fig.15 The magnetic flux density diagrams of the primary coil and secondary coil under different horizontal offsets

其次,对圆形线圈发生垂直方向偏移(气隙变化)情况进行仿真。仿真中保持两线圈始终正对,初始气隙距离保持在80 mm不变,气隙距离每间隔10 mm递增,当气隙距离在80～180 mm的范围内变化时,耦合系数随气隙距离的变化如图16所示。由图可以看出,当原边线圈与副边线圈正对时,随着气隙距离的增大,线圈间的耦合系数不断减小。因此,适当减小线圈间的垂直偏移距离可以有效地提高系统的耦合系数,从而提高系统效率。

图16 耦合系数随气隙距离的变化Fig.16 The curve of coupling coefficient versus air gap

为了观察原边线圈和副边线圈气隙距离发生变化时线圈磁通密度的变化,利用COMSOL进行仿真。图17展示了当线圈气隙距离分别在120 mm和180 mm时,原边线圈和副边线圈间的磁通密度变化情况。由图可以看出,当线圈间气隙距离为180 mm时,两线圈之间的磁场强度较120 mm处发生了明显的减弱。仿真结果表明,图17与图16气隙距离变化规律一致。

(a)气隙距离120 mm

(b)气隙距离180 mm图17 不同气隙距离下原边线圈和副边线圈的磁通密度Fig.17 The magnetic flux density diagrams of the primary coil and secondary coil under different air gaps

3 磁耦合机构对人体安全的影响

电动汽车在大功率无线充电工作过程中,原边与副边线圈之间通过产生高频交变磁场传递能量,但高频电磁场有可能对充电时周边的人及其他生物电磁暴露安全性产生影响[24]。因此,在大功率高频无线充电系统的设计中,需要考虑电磁安全等因素对人体安全的影响[25],因而有必要对无线充电系统的电磁安全进行分析。

3.1 简易人体模型

为了评估人体在电动汽车无线充电环境中的电磁辐射值,根据人体工程学建立了95百分位的简易人体模型,利用COMSOL仿真并分别测量了在85 kHz频率下,简易人体模型脚踝(A点)、肾脏(B点)、心脏(C点)和大脑(D点)4处的磁感应强度。图18展示了无线充电系统中人体各个不同位置磁感应强度测量点示意图。在图18中,根据中国成年男士站姿身高,建立身高为177.5 cm的成年男子模型,此时原边线圈与副边线圈之间气隙距离为18 cm,原边线圈距地表距离为3 cm,测量点距磁耦合机构中心处距离为1 m。

图18 无线充电系统人体不同位置测量点示意图Fig.18 Electromagnetic induction measurement points in the WPT system

3.2 无线充电电磁环境对人体安全的影响

3.2.1 电磁安全标准为了控制电磁场所导致的公众暴露,电气与电子工程师协会(IEEE)、国际非电离辐射防护委员会(ICNIRP)以及中国国家标准GB/T 38775.4—2020《电动汽车无线充电系统第4部分:电磁环境限值与测试方法》都对电磁环境中电场和磁场场量参数的极限值做出了明确的规定[26-28]。表3给出了85 kHz频率下不同标准的公众暴露控制限制。

3.2.2 结果分析利用COMSOL软件仿真,得到简易人体模型在不同位置测量点如脚踝(A点)、肾脏(B点)、心脏(C点)和大脑(D点)4处分别在只有线圈、线圈两端添加磁芯与线圈带有磁芯及铝板3种情况下的磁感应强度,具体见表4。图19仿真了不同线圈模型在距离地面不同位置处的磁感应强度。

表3 85 kHz频率下不同标准的公众暴露控制限制

表4 人体模型在4处测量点的磁感应强度

图19 不同线圈模型距离地面不同位置处的磁感应强度Fig.19 Curves of magnetic flux density versus the distance from measuring point to ground for different coil models

由表4和图19可以得出,在不同测量点处带磁芯线圈的磁感应强度最大,但4个测量点处的磁感应强度均小于GB/T 38775.4—2020所规定的磁感应强度最大值27 μT。脚踝处(A点)的磁感应强度要明显大于其他测量点处,最大值为2.043 μT,占国标规定值的7.57%,其他处均远小于国标规定的安全限制。仿真结果表明,人体磁感应强度最大值出现在脚踝处,当有铝板加入时,磁感应强度屏蔽效果明显。因此,在设计大功率无线充电系统对人体安全影响时,需要对人体脚踝处的磁场强度进行有效抑制。