线性稳压电源电路振荡问题探究

许 超，焦新泉，贾兴中

（1.中北大学电子测试技术国家重点实验室，山西太原 030051；2.仪器科学与动态测试教育部重点实验室，山西 太原 030051）

低压差线性稳压器利用负反馈基本原理稳定输出电压，随着负载电流提高，负反馈程度越深，电路越容易不稳定[1]。在不同的工作状态以及外部环境下都能保证系统电压稳定输出具有非常重要的意义。

MIC29302 是一款全负荷电流为3 A 的大电流、高精度低压差线性稳压的芯片[2],具有外围电路简单、输入电压范围广、输出电流大及输出电压精度高的优点,广泛应用于大负载电流稳压电路场合。与传统的LDO 线性稳压器类似，为了保证电路的稳定性，通常需要利用输出电容与其等效串联电阻产生一个零点来削弱甚至消除低频次极点对环路稳定性的影响。很多文献都对LDO 电路稳定性有所研究，但是大多局限于相关理论分析，缺乏具体电路实验。文中从理论研究出发,详细分析了电路振荡的原因，提出两种解决方案的同时通过实验验证两种方案的补偿效果，给出了解决低压差线性稳压电路振荡问题的思路。

1 电路设计及振荡问题介绍

1.1 电源管理电路

针对8.4 V 锂电池设计高效率放电电路，要求输出额定电压为5.7 V，负载电流范围为0.1～1.5 A。MIC29302 电源芯片的全负荷电流为3 A，输入电压范围为-20～+60 V，压差可低至1 V，适用于大功率负载供电，满足该电路设计需求[3]。

电源管理电路如图1 所示。电路由线性稳压器U1，输入端旁路电容C1，输出端分压采样电阻R1、R2，退耦电容C2，旁路电容C3及负载RL组成。其中，输出电压VOUT由电阻R1和R2根据式（1）决定：

图1 电源管理电路

1.2 问题介绍

电路调试过程中，调节RL使得负载电流IL逐渐增大。当负载电流大于0.74 A时，输出电压纹波异常，出现高频正弦波，MIC29302 自激振荡现象如图2 所示。

图2 MIC29302自激振荡图

从图2 中可以看出，该波形频率ω大约为105Hz，振幅峰值APP达到240 mV，结合自激振荡知识判断该电路处于自激振荡状态。

2 振荡成因分析

2.1 芯片内部环路结构

图3 所示为MIC29302 电源芯片的内部电路，其基本工作原理：上电后，使能脚EN 处于高电平，使能电路启动，基准参考电压源快速建立，为误差放大器提供基准参考电压，输出随着输入上升，当输出即将达到规定值时，由反馈网络得到的输出反馈电压也接近于基准电压值，此时误差放大器将输出反馈电压和基准电压之间的误差小信号进行放大，再经调整管放大到输出，从而形成负反馈，保证了输出电压稳定在规定值上[4]。

图3 MIC29302内部电路

通过对内部环路结构电路负反馈回路深入分析，简化内部环路结构，得到MIC29302 电路简化结构框图，如图4 所示。该结构主要由基准参考源、误差放大器、晶体管、釆样电阻、补偿电容以及负载6 个 部 分 组 成[5]。

图4 电路简化结构框图

2.2 小信号等效电路模型及bode图分析

在自动控制理论中，常利用传递函数W（s）研究负反馈系统的稳定性[6]，MIC29302 芯片的交流小信号等效电路模型如图5 所示。误差放大器等效电路的跨导为GMA，等效输出电容为COE，等效输出电阻为ROE，晶体管的放大倍数为β，等效输出电阻为RP。RESR为输出电容的等效串联电阻。

图5 小信号等效电路模型

在小信号等效电路中，环路增益可由式（2）估算得出[7]：

式中，Ka为前向通道增益，Kb为反向通道增益。误差放大器的直流增益一般取25～45 dB，在此取35 dB，即20lgGMA=35，得GMA=56.2。等效输出电阻ROE一般取300 kΩ。超大β值晶体管具有非常大的β值[8]，通常在输出额定负载电流时，β值可达到100。RO为R1、R2、RL组成的等效输出阻抗，即RO=R1||R2||RL。负载电流达到1 A时，RL为5.7 Ω。

根据ROE与COE建立了误差放大器的极点POE

[9],计算式如式(3)所示。

等效输出电容COE一般取值为100～300 pF,这里取200 pF。

在输出节点上，电阻R1、R2、RL、RP与电容C2、CB一起建立输出极点PO

[10]，如式（4）所示。

式中，R1为3.6 kΩ，R2为1 kΩ，等效输出电阻RP一般取65 Ω，C2为10 μF，CB为0.1 μF。由于R1、R2、RP的阻值远大于RL，故R1||R2||RP||RL≈RL。

根据C2和RESR建立左半平面零点ZESR

[11]，如式（5）所示。

其中，对于10 μF 的陶瓷电容,等效串联电阻RESR大约为10 mΩ。

根据CB和RESR还建立了另一个高频极点PB[12]，如式（6）所示。

综上所述，该电路系统中存在3 个极点和一个零点，系统的开环传递函数WK(S)如式（7）所示[13]。

将各数值代入式（7），利用Matlab 绘制传递函数WK(s)的对数幅频相频特性曲线，如图6 所示。

图6 对数幅频相频特性曲线图

从图6中可以看出，片外电容C2引入零点ZESR和极点PB在一定程度上改善了系统的频率特性，但是在频率值大约为105Hz 处，相角Φ（w）超出-170°，相位裕度角不足10°，从而引发了周期为11 μs 的电路振荡。

经过对零极点公式进行分析，发现虽然零点ZESR的引入提高了次极点的相位裕度，但由于C2的容值选择偏小，导致在频率值大约为105Hz 处仍然发生了振荡问题。

3 解决方案和实验验证

3.1 增加前馈补偿电容

增加前馈补偿电容CFF电路如图7 所示。

图7 前馈补偿电容CFF电路

前馈补偿电容的引入对整个系统而言，引入了一个零点ZFF和一个极点PFF

[14]，即由CFF与RF1建立了零点ZFF，如式（8），根据CFF与RF1||RF2建立了极点PFF，如式（9）。

根据数幅频相频特性曲线可以看出，想要通过前馈补偿电容零点改善系统次极点的相位裕度，则需要引入一个频率为106Hz 的零点，由式（8）可以计算出电容值CFF。

增加一个与44 nF 容值接近的47 nF 前馈补偿电容CFF后，重新绘制对数幅频相频特性曲线，如图8 所示。

从图中可以看出，电容CFF引入的零点有效改善了系统次极点的相位裕度。另对引入电容CFF后的电路进行纹波测试，测量结果如图9 所示，电路不再发生振荡。但需要指出，当输出电压较高时，即R1/R2较大时，ZFF和PFF分得较开，相位裕度提升更明显[15]；反之，如果输出电压很低，比如输出电压接近参考电压，则CFF对相位裕度的提升效果不明显，这种补偿方法将不再适用。

图8 补偿电容CFF对数幅频相频特性曲线

图9 电容CFF引入后纹波测量结果

3.2 输出电容影响分析

从式（5）可以看出，增大C2和RESR的值都可以使得ZESR的值减小，即缩小零点与第二极点的频程距离。但是刻意增加一个与电容C2串联的电阻会使得电路瞬态响应性能变差[16]。在此选择通过增大输出电容的容值来改善零点的性能，以提高次极点的相位裕度。

C2容值为10 μF、22 μF、33 μF、47 μF、100 μF 时的输出电压纹波值如表1 所示。

C2容值为47 μF 时的纹波测量图如图10 所示，从图中可以看出，振荡现象得到明显改善，但仍然有微弱振荡现象。此时纹波值为16 mV，达到电源纹波精度要求[17-18]，可以正常使用。

表1 C2不同容值对应的输出电压纹波值

图10 C2容值为47 μF时的纹波测量图

4 结论

文中从电路设计和MIC29302 电源芯片工作原理出发，通过建立电路等效小信号模型绘制bode 图，深入剖析了电路振荡产生的原因。最后通过前馈补偿电容引入新的零点或调整输出电容容值改变零点频率两种解决方案改善了电路的相位裕度，解决了电路振荡问题。