基于有源网络的后级联型Boost 变换器

赵忠彪

（许昌学院电气与机械工程学院，许昌461000）

由于太阳能、风能等新能源转换成的初始电能电压一般较低，不能满足传输电能电压及日常使用电能电压的要求，故研究一些实用的新型直流升压变换器成为了新能源利用领域中的重要一环[1-4]。

虽然理论上传统Boost 变换器工作在极端占空比状态下时，其能实现电压的高增益，但其开关管和二极管的电压应力都会比较大，且其二极管在反向恢复的过程中将会导致其开关管开通时产生很大的尖峰电流，从而也会降低变换器的能量装换效率[5-6]。虽然变压器或带耦合电感的直流升压变换器能够实现电压的高增益，但变比较大的变换器和耦合电感的漏感均会引起电压尖峰，这对变换器的使用寿命和电磁干扰都是极其不利的[7-8]。这在要求变换器体积较小、便于携带安装的新能源应用领域也是不占优势的。级联型变换器是将2 种直流升压变换器进行前后级联， 虽能实现较高的电压变比，但其前级开关管的电压应力较大，后级二极管的电压应力也较大。 开关电感型直流升压变换器，虽然解决了开关管电压应力较大的问题，但其后级二极管的电压应力仍然较大[9]。 开关电容型直流升压变换器，虽然解决了二极管电压应力较大的问题，但其电感电流较大和开关管电压应力较大的问题仍然存在[10]。

本文在开关电容型（级联型）和开关电感型（有源网络型）直流升压变换器的基础上，提出一种基于有源网络的后级联型Boost 变换器，其结合有源网络和后级联型直流升压变换器的优点， 使其实现电压变比较高、 开关管和二极管电压应力较小的目的。

1 新型变换器拓扑结构

有源网络如图1 所示。 其中，开关管S1与开关管S2参数一致，且采用同步控制策略；电感L1与电感L2参数一致，且其电感均为L。 当该有源网络中2 个开关管同时导通时，电感L1、L2并联充电；当2个开关管同时关断时，电感L1、L2串联放电。

本文在结合上述有源网络的基础上， 提出了一种新型的后级联型Boost 变换器，其结构如图2所示。

图1 有源网络Fig. 1 Active network

图2 基于有源网络的后级联型Boost 变换器Fig. 2 Post-cascade Boost converter based on active network

2 新型变换器工作模态

本文所提新型Boost 变换器共有3 种工作模态：

（1）工作模态1：开关管S1、S2同时导通时的电感电流线性上升；

（2）工作模态2：开关管S1、S2同时关断时的电感电流线性衰减；

（3）工作模态3：开关管S1、S2同时关断时的电感电流为0。

新型变换器工作模态1 和工作模态2 的等效电路如图3 所示。 为简化本文对该新型Boost 变换器的理论分析，现做如下假设：变换器中所有开关管和二极管都是瞬时动作的，变换器中所有电容都不考虑其电压的波动，不考虑变换器在能量转化过程中的能量损耗。

图3 等效电路Fig. 3 Equivalent circuit

2.1 工作模态1

此时变换器中开关管S1、S2在驱动信号的作用下同时导通，其对应的等效电路如图3（a）所示。

由图3（a）可知，此时电源Vin分别给电感L1、L2并联充电，有

式 中，IL1、IL2分 别 为 此 模 态 下 流 经 电 感L1、L2的 电流，且其值相等。

由图3（a）可知，此时电容C1通过开关管S2和S1，与电源Vin串联后过二极管D2给电容C3充电，有

式中，VC1、VC3分别为此时电容C1、C3两端的电压。

由图3（a）可知，此时电容C2通过二极管D2，与

电容C3串联后过二极管D4给电容C4充电，有

式中，VC2、VC4分别为此时电容C2、C4两端的电压。

由图3（a）可知，负载R 始终由电容C4供电，有

式中，VO为该新型变换器的输出电压。

2.2 工作模态2

此时变换器中开关管S1、S2在驱动信号的作用下同时关断，其对应的等效电路如图3（b）所示。

由图3（b）可知，此时电感L1、L2与电源Vin三者串联后，通过二极管D1给电容C1充电，有

式中，VL1、VL2分别为此时电感L1、L2两端的感应电动势。 VL1、VL2的表达式为

式 中，iL1、iL2分 别 为 此 模 态 下 流 经 电 感L1、L2的 电流，且其值相等。

由图3（b）可知，此时电容C3通过二极管D1和D3，给电容C2充电，有

2.3 工作模态3

此时变换器中开关管S1、S2在驱动信号的作用下均保持关断状态， 且变换器中两电感L1与L2的电流值均为0，即电感保持开路状态。

变换器中仅剩电容C4的电压VC4为负载R 供电，形成电流回路。

3 新型变换器性能参数

由于在该新型Boost 变换器的3 个工作模态中，电感L1、L2的器件参数相同，运行方式对称且一致，故将其作为相同电感分析。

3.1 电压变比

1）电感电流连续模式CCM（continuous conduction mode）

结合式（1）、式（5）、式（6），对新型变换器中的电感运用伏秒平衡，有

式中，D1、D2为在一个时钟周期TS内， 变换器分别工作在工作模态1、工作模态2 时所用时间占时钟周期TS的比例。

结合式（2）、式（3）、式（4）、式（7），有

将式（9）代入式（8），化简可得

因在CCM 下有D2=1-D1，即可化简式（10），得

式中，BC为变换器工作在CCM 下时输出电压与输入电压之比。

2）电感电流断续模式DCM（discontinuous current mode）

结合式（5）、式（6），对新型变换器中的电容C1运用安秒平衡，有

由文献[7]可知，在DCM 下，有

将式（12）、式（13）代入式（10），消去D2和VC1，可得

式中，BD为变换器工作在DCM 下时， 变换器的输出电压与输入电压之比。

由于在新能源应用领域中的直流升压变换器常工作于CCM，所以下文所做分析均在CCM 下进行。

3.2 电压应力

1）电容电压应力

由式（9）、式（11）、式（3）、式（7）、式（4）可得

2）二极管电压应力

由图3（a）和图3（b）可知

3）开关管电压应力

由图3（b）可知

式中，VS1、VS2分别为开关管S1、S2两端的电压应力。

由式（5）、式（9）、式（11）可得

将式（18）代入式（17），化简可得

将式（11）代入式（19），化简可得

3.3 电感电流应力

结合图3（a），由式（1）可得

式中，ILmin为电感电流的最小值。

结合图3（b），对新型变换器中的电容C1运用

安秒平衡，可得

式中，IA为电感电流的平均值。 化简式（22），可得

图4 所示为新型变换器中电感电流随时间变化的对应关系。 结合图4，并联立式（21）和式（23），可得

将式（24）代入式（21），可得

式中，IM为变换器的最大电感电流。

图4 电感电流值时间关系Fig. 4 Relationship between inductor current and time

4 新型变换器性能对比

表1 给出了本文和文献[9]、文献[10]所提变换器拓扑结构以及传统Boost 变换器拓扑结构的主要性能参数的对比。

表1 参数横向对比Tab. 1 Comparison among parameters

由BC可知，在占空比D 相同的情况下，本文所提变换器拓扑结构具有最高的电压变比，其在要求具有高电压变比的新能源应用领域中具有较强的优势；由VS1可知，在占空比D 相同的情况下，本文所提变换器拓扑结构具有最小的开关管电压应力参数；由VD1可知，在占空比D 相同的情况下，本文所提变换器拓扑结构具有最小的二极管电压应力参数。 较小的开关管和二极管电压应力参数，使得在制作变换器结构时的元器件选型中能很好地节约成本，且其是能反映变换器整体能量转换效率较高的重要参数，故本文所提变换器拓扑结构具有更小的硬件制作成本且其具有更高的能量转换效率，能更好地满足新能源应用领域中对直流升压变换器的需求。

5 新型变换器实验研究

为了验证本文所提变换器拓扑结构的有效性及上述对该新型变换器拓扑结构参数所做分析的正确性， 在实验室对该新型变换器进行了实验验证，并对表1 中所列的新型变换器的4 种参数进行了波形采集。实验所用元器件参数为：L 为150 μH；电容C1、C2、C3、C4的电容值均为47 μF； 开关管S1、S2的型号为IRFP260N；二极管D1、D2、D3、D4的型号为BYV34-500。

输入输出电压波形及其开关管电压应力波形如图5 所示。 由图5 可知， 实验所设开关频率f=50 kHz，占空比D=0.5。从图中可看出：当输入电压Vin为10 V 时，其输出电压VO为80 V，而开关管上的电压应力VS1为20 V。 代入式（11）、式（20）可得，相关实验结果与理论分析相一致。

图5 输入输出波形及其开关管电压应力波形Fig. 5 Waveforms of input and output voltage and the voltage stress in a switching tube

二极管D1、D3的电压应力波形如图6 所示。 由图6 可知，在上述实验条件下，二极管D1、D3上的电压应力VD1、VD3均为40 V。 代入式（16）可得，实验所得结果与理论分析值相一致。

图6 二极管D1、D3 的电压应力波形Fig. 6 Waveforms of voltage stress in diodes D1 and D3

图7 所示为实验样机输入电压Vin固定为20 V时，在通过调节实验样机控制信号的占空比D 来实现调整输出电压VO的过程中， 实验样机对应不同输出电压VO时的能量转换效率。由图7 可知，所提变换器的能量转换效率随输出电压的增加呈现出先增大后减小的规律， 当输出电压为150 V 时，实验样机的能量转换效率达到最大值94.2%。

图7 效率曲线Fig. 7 Efficiency curve

6 结语

本文在分析了新能源应用领域中对直流升压变换器的需求后， 结合现阶段对直流升压变换器的研究成果， 特别是对有源网络型和后级联型升压变换器的研究， 提出了一种基于有源网络的后级联型Boost 变换器。通过一系列的对该新型变换器的工作原理及其各方面性能参数进行分析、论证后，得出了该新型变换器具有电压变比较高、 开关管和二极管电压应力较小的优点。 外加其拓扑结构是无变压器的非隔离型变压器，体积较小，便于安装携带，故其能适用于新能源应用领域中的直流升压环节。