宽调谐电调双工器小型化设计

李春红，魏 隽

(中国电子科技集团公司第五十四研究所，河北 石家庄 050081)

0 引言

现代无线通信电磁环境日渐复杂，通信系统采用多种抗干扰措施提高通信系统的抗干扰能力，其中，采用可即时改变通信频率的电调滤波器是通信设备中非常有效的抗干扰措施之一，且对滤波器小型化提出要求[1-2]。

目前电调滤波器种类较多[3-9]，能够实现高选择性、高抑制度的都是中功率以上对损耗及阻带要求较高的腔体可调滤波器，可有效地抑制干扰信号。文献[5]提出了Q值高、承受功率大的波导电调滤波器，而在射频低频段，为了减小整机体积，更多采用的是同轴腔体滤波器，文献[6-9]提出的电调滤波器分别采用多种形状的耦合孔或耦合环和耦合窗口相结合的混合形式作为腔间耦合结构，均在多个波段实现了可调滤波器。

随着大容量微波机的研制，要求电调滤波器具有更宽的通带带宽以及更多的可用频段，而现有的耦合结构形式在设计带宽增加以后，全频段内的通带带宽变化剧烈引起阻带性能下降，更有部分频段的谐振腔失谐而导致频率调谐范围变窄。

为满足无线通信系统对微波设备大容量、高灵敏度的要求，降低设备复杂度，需要设计出宽通带、宽调谐、体积又小的电调滤波器和双工器。本文在同轴谐振腔的基础上，通过Ansoft HFSS仿真软件建模,分析了多种耦合形式对滤波器性能的影响，提出一种新型耦合结构和拓宽频率调谐范围的方法，解决了机械调谐腔体电调滤波器小型化及频率统调的设计难点。

1 双工器方案选择

具有改频功能的腔体结构双工器形式主要有几种，其中桥式双工器[10]发射通道由2个带通滤波器和2个3 dB定向耦合器组成，优点是反向隔离高且功率容量增加一倍，但体积和重量大，适用于kW量级功率的可调双工器。

文献[11]可调双工器采用环形器加可调滤波器的形式，其可调滤波器是电控开关控制的固定滤波器组，优点是改频速度快，但需开关组合切换多个固定频率滤波器以满足设备抗干扰要求，结构复杂。

文献[12]采用耦合网络与可调滤波器级联实现多路可调多工器，其中N个可调滤波器经N段特定长度的传输线级联到耦合网络，每路可调滤波器均通过电机旋转同轴谐振腔内加载的电容片来改变谐振频率，由于金属片间距影响到承受功率，因此大功率滤波器调谐范围较窄，实现宽频段内频率覆盖，需要多路的可调滤波器，体积比较大。

因此，有高功率要求的电调双工器，采用收、发电调滤波器联合环形器的方案，其中小型化设计的电调滤波器为同轴腔体结构，承受功率大，频率调谐范围宽，可在全频段内频率连续可调。

2 电调滤波器关键技术

电调滤波器采用一端短路一端开路的λ/4型同轴谐振腔形式，工作于TEM模式，通过改变短路端内导体的长度来调整频率。由于设计及加工的复杂性，通常采用4腔，选择最小波纹的切比雪夫响应形式，利于全频段有较好的幅频特性。

电调滤波器使用中由于机械累计误差和环境温度变化易引起工作频率漂移，考虑可能引起的不确定因素，在满足系统信号带宽要求的基础上增加带宽设计余量。因此，为了不降低滤波器的带外抑制度，恶化通信系统的抗干扰性能，要求可调滤波器在整个工作频段内绝对带宽恒定[13]。

2.1 滤波器输入输出耦合结构

同轴滤波器输入、输出耦合激励主要有探针耦合和环耦合2种方式。探针耦合方式实现简单，但耦合能量小，适用于相对带宽小且频率调谐范围比较窄的电调滤波器，对于宽调谐范围尤其是相对带宽比较宽的可调滤波器，只有使用以磁耦合为主的耦合环作为能量耦合方式。

外部Q值表达式为：

(1)

(2)

式中，g0，g1，gn，gn+1为归一化的低通元件值；n为滤波器腔数；W为带通滤波器相对带宽。

选择耦合环合适的位置，同轴激励端口离腔体短路端λ/12左右，另一端在最低频率点时调谐杆的顶端位置附近。通过式(1)和式(2)可知，可调滤波器如果在整个调谐范围内保持绝对带宽不变时，耦合环的Qe与f0成正比，外部Q值随着调谐频率升高而增加，因此对于宽调谐的滤波器，减小高端频率的耦合面积或增加低端频率的耦合面积，即直角梯形的耦合环能够均衡频率高低端所需的Qe值。

2.2 滤波器谐振腔级间耦合结构

2.2.1 谐振腔耦合孔分析

可调滤波器级间耦合采用孔耦合的形式，侧面小孔耦合模型的归一化电纳公式[14]为：

(3)

由式(3)可知，侧面小孔中既包含磁耦合又包含了电耦合，其中，M为孔的磁极化率；P为孔的电极化率；P为负值；θ为耦合孔中心到谐振腔短路面的电长度，θ=2πl/λ，l为耦合孔中心到谐振腔短路面的机械长度，λ为工作波长。

同时，归一化电纳b定义为：

(4)

式中，j=i+1，由式(3)和式(4)得到耦合电抗Xij的表达式为：

(5)

式中，Z0为同轴腔特性阻抗；ω=2πf；c=λf。

根据滤波器网络设计理论[15]，有：

(6)

式中，谐振器电抗斜率参量表达式为：

(7)

结合式(5)～式(7)，滤波器的通带宽度可表示为：

(8)

由式(8)可知，滤波器耦合带宽Δf和工作频率f0有关，也取决于耦合孔的位置θ、开孔尺寸以及开孔形状所决定的电极化率M和磁极化率P。

2.2.2 谐振腔耦合孔仿真

微波滤波器耦合系数表达式为：

(9)

由式(2)和式(9)得出滤波器耦合带宽和耦合系数的关系为：

(10)

可调滤波器如果在整个调谐范围内保持绝对带宽不变时，耦合系数Kij与f0成反比，Kij随着频率升高而减小。

通过Ansoft HFSS仿真软件，建立腔体滤波器相邻谐振腔侧壁上圆形和矩形耦合孔的三维模型，并分析耦合结构中矩形耦合孔长度对滤波器耦合带宽Δf的影响，用耦合系数法仿真计算，耦合孔与耦合带宽Δf对比曲线如图1所示。

图1 圆形孔、矩形孔与耦合带宽关系Fig.1 Coupling bandwidth at holes of different shapes

通过以上分析，只要耦合孔的中心位置在θ=36°左右，可保持中心频率带宽最宽，两端频率带宽最窄，即耦合带宽Δf变化最小。其中圆形耦合孔的带宽最窄，适用于窄带可调滤波器，其次，矩形耦合孔的带宽最宽，在孔高一定的条件下，耦合带宽Δf随矩形孔开孔长度增加而增加。

为了进一步扩展可调滤波器的调谐范围，减小带宽变化，在单孔耦合的基础上提出一种多孔耦合的级间耦合结构，即可在谐振腔相邻侧壁的主耦合孔的另一侧增加附加耦合窗口，补偿低端耦合电抗，平衡滤波器高中低频率的耦合带宽，耦合模型图及仿真曲线如图2所示。与单孔耦合相比，双孔耦合的耦合带宽Δf变化最小，有利于滤波器在保持低插损、高阻带抑制度的特性下增宽频率调谐范围。

(a) 双耦合孔结构模型

可调滤波器采用梯形耦合孔加附加耦合的腔间耦合结构，分别在高、中、低3个频率点仿真，结构模型及幅频特性曲线如图3所示。从仿真曲线上看，滤波器带外抑制度、插入损耗以及驻波都能满足指标要求，各个频点的绝对带宽变化1 MHz左右。

图3 可调滤波器仿真曲线Fig.3 Simulation curves of tunable filter

2.3 滤波器频率统调设计

电调滤波器为了降低通信设备的复杂性，不能采用单腔单调的方式控制谐振腔频率，小型化设计要求使用单个电机控制多腔滤波器。因此，在滤波器恒定带宽设计的基础上，需同步改变各个谐振腔中内导体的长度，以统调的方式连续改变工作频率。

2.3.1 谐振腔频率失谐分析

λ/4谐振同轴滤波器各腔中内导体长度与其耦合电抗的关系[15]为：

(11)

其中，第1,4谐振腔内导体或第2,3谐振腔内导体长度相等，二者长度差为：

(12)

由式(12)可知，当fmax内导体长度差等于fmin内导体长度差时，即各内导体改频行程一致，可以视为调谐杆同步调谐，是滤波器具备统调的条件。

耦合环的外部Q值与耦合电抗关系表达式[15]为：

(13)

各谐振腔耦合系数与耦合电抗关系表达式[15]为：

(14)

通过式(13)和式(14)可以分析出，耦合电抗X01，X23不仅与工作频率及工作带宽有关，也与同轴腔特性阻抗Z0有关。当以fmax时各内导体长度为基点，随着工作频率降低长度差值越大，导致各谐振腔频率不一致，使滤波器失谐，带内波动增加，严重时恶化幅频特性。

2.3.2 谐振腔频率补偿设计

文献[7]提出了在滤波器第1，4腔各加入一段三角形金属片作为低端频率的电抗补偿，以扩大滤波器调谐范围。但由于导致滤波器统调失谐的因素较多不易计算，且在批量生产中电调双工器的加工制造精度控制难度大，解决滤波器频率失谐问题的更为有效的简单方法，如图4所示。

(a) 谐振频率与调谐长度仿真曲线

在滤波器的第1,2谐振腔外壁上加载边缘电容，通过依次加入调耦螺钉，可略微降低该腔在中低频段时的谐振频率，使滤波器各腔都谐振在同一频率点上。同时在滤波器的2,3谐振腔中也配合1,4谐振腔的频率加入部分调耦螺钉，通过灵活可调整的频率补偿装置，腔体可调滤波器完成统调改频，达到全频段内无波动、不变的幅频响应形状，使得电调滤波器的调谐范围更宽。

3 电调双工器实现

3.1 电调双工器组成

电调双工器[16]采用一收两发结构，由收、发滤波器、上变频滤波器、传动机构、步进电机、驱动电路以及环行器组成，组成框图如图5所示。其中上变频滤波器和发滤波器由于采用了频率补偿，完全达到工作频率及幅频特性一致，共用一套步进电机和传动机构。通过电调滤波器自动化测试系统[17]，分别完成收、发通道滤波器的专用程序。

3.2 结构设计

电调滤波器传动机构使用圆形步进电机，反向折叠装配在传动机构的间隙中配合齿轮传动，腔体内填充聚四氟乙烯介质缩小滤波器的长度，且腔体及传动机构一体化共壁、共壳体、共骨架设计，减小了双工器的宽度，提高结构集成度，使电调双工器更为小型化，结构示意如图6所示。

图6 电调双工器结构示意Fig.6 Structural diagram of electrically tunable duplexer

3.3 测试结果

UHF频段电调双工器在610～960 MHz全频段内统调测试，变频滤波器插损小于0.7 dB，双工器插损小于1.5 dB，Δf3 dB大于19 MHz，驻波小于1.4。变频滤波器测试曲线如图7所示。

(a) 610 MHz

4 结束语

本文研究并提出了一种可扩展滤波器调谐范围的耦合结构以及满足统调的频率补偿措施，能够解决UHF频段电调双工器体积大和不易调试等难点。不足之处是双工器制造采用薄板拼焊工艺，精度难控制使带宽略有变化，且银焊易影响短路簧片的弹性而增加损耗，同时传动螺杆超差引起的回差也影响到滤波器的定标数据，这些不确定因素导致个别产品调试时间加长。因此，当本文设计方法使用于L波段电调双工器时，改进采用了直线电机和数控铣加工方式，不仅实现70%以上的频率调谐范围，还降低了加工难度，设计经验可为其他频段的电调滤波器和双工器提供了一定的参考价值。