三相四线制背靠背变换器零电压开关技术

邓金溢，施科研，吴宇鹰，黄杨涛，徐德鸿

（浙江大学电力电子技术研究所，杭州 310027）

由脉冲宽度调制PWM（pulse width modulation）整流器和PWM逆变器组成的三相四线制背靠背BTB（back-to-back）变换器已广泛用于交流电源、不间断电源 UPS（uninterrupted power supply）、微电网等[1-2]。传统背靠背变换器工作在硬开关状态，存在开关频率受限、滤波元件体积大和噪音等问题。

软开关技术可以减少开关器件的开关损耗，提高变换器功率密度。软开关技术不仅运用于DC/DC变换器中，也运用于DC/AC变换器中。文献[3]提出了一种移相全桥DC/DC变换器，利用LC网络实现宽负载范围下开关管ZVS（zero-voltage-switching）开通。在DC/AC变换器中根据辅助谐振电路的安装位置，可以将其分为直流侧软开关拓扑和交流侧软开关拓扑。

在各直流侧软开关拓扑中，谐振直流环RDCL（resonant DC-link）逆变器对软开关技术研究的发展具有重大影响[4]。为了降低RDCL逆变器中开关器件的电压应力，提出了有源箝位型谐振直流ACRDCL（active clamped resonant DC-link）变换器[5-7]。但 RDCL和ACRDCL变换器中主电路工作在谐振模式，存在电流应力较高的问题，此外还采用离散脉冲调制DPM（discrete pulse modulation）方法，其开关频率随时间变化，导致输出波形质量差。文献[8-13]提出的准谐振直流链路QRDCL（quasi-resonant DC-link）变换器，其具有较小的电压应力和采用PWM调制特点，但存在复杂的辅助电路；文献[14]提出了一种三相三线制软开关PWM变流器，其具有电路结构简单，开关次数少，抑制EMI干扰等特点；文献[15-17]提出了一系列基于ZVS-SVM和ZVS-SPWM调制的软开关三相整流器或逆变器，电路开关频率固定，总体工作在PWM模式，在每个开关周期中，辅助开关只需要动作一次，并且主电路功率器件的电压、电流应力低。

对于交流侧软开关拓扑，辅助电路安装在交流侧，以实现功率器件的ZVS或 ZCS（zero-currentswitching）。文献[18]提出的辅助谐振换向极ARCP（auxiliary resonant commutated pole）变换器，以实现主开关ZVS和辅助开关ZCS；文献[19]提出了一种PWM调制的ZVS谐振极逆变器，采用变压器辅助的方法来解决分裂直流电容的问题；文献[20]提出了在一个谐振极中使用2个耦合电感的ZVS逆变器，其目的是为了解决电压不平衡问题；文献[21]对三相谐振级软开关逆变器效率进行了分析。交流侧软开关拓扑的主要不足是辅助电路较复杂。

本文提出一种ZVS三相四线制BTB变换器拓扑，通过一个辅助电路可以实现所有开关管ZVS开通[22-23]。首先，介绍所提出的ZVS背靠背变换器和EA-PWM方法；接着，对零电压开关进行分析；随后，分析谐振阶段并推导ZVS条件；最后，给出50 kVA零电压开关三相四线制背靠背变换器的实验结果。

1 ZVS三相四线制背靠背变换器及调制方法

1.1 ZVS三相四线制背靠背变换器

在三相PWM整流器或逆变器电路中，存在2种开关换流过程，如图1所示。这里以PWM整流器的A相桥臂为例进行分析，换流类型I是指从IGBT管Si4向互补反并联二极管Di1换流过程，如图1（a）所示。在IGBT输出电容Coei1作用下，开关管关断过程中du/dt变得缓慢，实现IGBT管Si4的ZVS关断，有利于减小IGBT关断损耗。换流类型Ⅱ是指从反并联二极管Di1向互补IGBT管Si4换流过程，如图1（b）所示。这种换流过程为强制换流过程，二极管Di1中会产生严重的反向恢复损耗，IGBT管Si4会产生较大的开通损耗。本文提出的零电压开关技术主要针对换流类型Ⅱ，可以彻底消除IGBT的开通损耗和二极管的反向恢复损耗。

图1 硬开关2种换流过程Fig.1 Two kinds of hard-switching commutation process

零电压开关三相四线制背靠背变换器电路拓扑如图2所示。该拓扑在直流侧电容Cdc1与直流正母线之间安装了一条辅助谐振支路，该辅助谐振支路包括一个谐振电感Lr、一个辅助开关管S7和一个箝位电容Cc，其中辅助开关管S7和箝位电容Cc串联后再与谐振电感Lr进行并联。同时在所有主桥臂开关管和辅助开关管的集电极和发射极两端各并联一个谐振电容，分别为Ci1—Ci6、Co1—Co6和Cr7。在每个开关周期内的大部分时间，辅助开关管S7处于导通状态，由箝位电容Cc对谐振电感Lr进行充磁和储能。在每个桥臂中的换流类型Ⅱ时刻来临前，通过控制辅助开关管S7的关断，使母线电压ubus谐振到0，为开通的主开关管提供零电压开通的条件，避免了换流类型Ⅱ造成的IGBT管开通损耗和二极管反向恢复损耗。

1.2 调制方法

图2 零电压开关背靠背变换器电路拓扑Fig.2 Topology of ZVS BTB converter circuit

为简化分析，假设变换器工作在单位功率因数情况下。2种SPWM方法的主要波形如图3所示，图中，输入整流器和输出逆变器的三相调制信号mai、mbi、mci和 mao、mbo、mco分别用实线和虚线表示； 以直流负母线为参考点，整流器的各相桥臂中点电压uani、ubni、ucni以及逆变器的各相桥臂中点电压 uano、ub-no、ucno的波形通过调制信号与载波信号的比较得到。

如图3（a）所示，采用传统SPWM方法时，在一个开关周期中将会出现6个不同时刻的换流类型Ⅱ，其在图中用粗线表示。这导致辅助开关管S7在一个开关周期中需要动作6次，增加了额外的损耗和控制的复杂度。

为解决上述问题，本文提出EA-PWM方法，如图3（b）所示，该方法引入2个载波信号：Vc1为下降锯齿波，Vc2为上升锯齿波。若某桥臂电流为负，则该桥臂PWM调制采用Vc1；若某桥臂电流为正，则该桥臂PWM调制采用Vc2。当调制信号小于载波信号时，桥臂中点电压输出为0；当调制信号大于载波信号时，桥臂中点电压输出为直流母线电压。图3（b）中假定在某开关周期中，因整流A相、逆变B、C相的电流为负，逆变A相、整流B、C相的电流方向为正，根据提出的EA-PWM方法，整流A相、逆变B、C相的调制信号与Vc1比较，而逆变A相、整流B、C相的调制信号与Vc2比较，其结果是6个不同时刻的换流类型Ⅱ都被对齐在开关周期起始时刻处。因此辅助开关管S7只需要在每个开关周期起始处动作一次，使母线电压ubus谐振到0，为主开关管ZVS开通提供条件。值得指出的是，EA-PWM方法不受限于调制信号波形的影响，其调制信号可以是正弦波；对于三相三线制BTB变换器，也可以是3次谐波注入的正弦波。

图3 2种SPWM方法的主要波形Fig.3 Key waveforms of two SPWM scheme

2 零电压开关分析

以 iai＞0，ibi＜0，ici＜0，iao＜0，ibo＞0，ico＞0 的 情况为例，对一个开关周期内电路的谐振阶段进行分析。为简化分析，进行以下假设：

（1）所有开关管 Si1—Si6，So1—So6和 S7及其反并联二极管均为理想开关器件；

（2）所有谐振电容 Ci1—Ci6，Co1—Co6和 Cr7的容值相等；

（3）箝位电容Cc的容值足够大，使电压VCc在一个开关周期内保持恒定；

（4）滤波电感电流 iai、ibi、ici和 iao、ibo、ico具有较小的开关纹波，在一个开关周期中可视为电流源。

在一个开关周期中，变换器中12个主开关管和辅助开关管的驱动信号以及电路工作的其他关键波形如图4所示，各开关管电流、电压参考方向见图2。

图4 一个开关周期内电路工作波形Fig.4 Operating waveforms of circuit in a switching period

每个开关周期可以分为18个电路工作阶段，其中11个阶段和传统三相四线制背靠背变换器换流情况一致，在此不再赘述，而7个有关ZVS工作的阶段如图5所示。

阶段 1（t0～t1）：Di1、Di6、Di2、Do4、Do3、Do5导通阶段。如图 5（a）所示，在该阶段中，二极管 Di1、Di6、Di2和Do4、Do3、Do5处于续流状态，辅助开关 S7处于导通状态，谐振电感Lr两端的电压VLr被箝位在VCc，其电流iLr以斜率VCc/Lr上升。

阶段 2（t1～t2）：第 1 次谐振阶段。如图 5（b）所示，通过在t1时刻关闭辅助开关管S7，谐振电容Ci4、Ci3、Ci5、Co1、Co6、Co2、Cr7与谐振电感 Lr发生第1次谐振，其中 Ci4、Ci3、Ci5、Co1、Co6、Co2的电压将从 Vdc+VCc谐振为0。与此同时，Cr7的电压从0谐振到Vdc+VCc。在 t2时刻，二极管Di4、Di3、Di5和 Do1、Do6、Do2导通，并且 uCi4、uCi3、uCi5、uCo1、uCo6、uCo2被箝位在 0。

阶段 3（t2～t3）：二极管续流箝位阶段。如图 5（c）所示，在二极管 Di4、Di3、Di5和 Do1、Do6、Do2导通之后，Si4、Si3、Si5和 So1、So6、So2在零电压条件下开通。谐振电感Lr两端的电压被箝位在Vdc，iLr开始以Vdc/Lr速率下降。当二极管 Di4、Di3、Di5和 Do1、Do6、Do2中的电流减小到0时，该阶段结束。

阶段 4（t3～t4）：二极管反向恢复阶段。如图 5（d）所示，电流 iai、ibi、ici、iao、ibo、ico将从 Di1、Di6、Di2和 Do4、Do3、Do5依次换流到 Si4、Si3、Si5和 So1、So6、So2。同时谐振电感Lr两端的电压仍然被箝位在Vdc。假设6个桥臂的负载电流满足|iai|＞|iao|＞|ico|＞|ibi|＞|ici|＞|ibo|，则 6个二极管按照电流从小到大的顺序依次换流到同一桥臂的互补IGBT管。在t4时刻，所有主管反并联二极管换流完成，该阶段结束。需要指出的是，由于谐振电感的存在，该二极管反向恢复过程的速度得到了有效抑制，减小了反向恢复损耗。

阶段 5（t4～t5）：桥臂直通阶段。如图 5（e）所示，在所有主开关管的反并联二极管完成换流后，通过直通信号ugst将所有主开关管开通。该阶段过程中，直流母线电压ubus继续被箝位为0，同时谐振电感Lr两端电压也将继续被箝位在Vdc，谐振电感继续储能，谐振电感电流iLr额外储存了附加电流iadd，该附加电流iadd对于实现阶段2的第1次谐振至关重要。在 t5时刻 Si1、Si2、Si6和 So4、So3、So5关断，该阶段结束。

图5 ZVS三相四线背靠背变换器工作阶段Fig.5 Operation stages of ZVS three-phase four-wire BTB converter

阶段 6（t5～t6）：第 2 次谐振阶段。如图 5（f）所示，在 t5时刻 Si1、Si2、Si6和 So4、So3、So5关断后，Ci1、Ci2、Ci6、Co4、Co3、Co5、Cr7与谐振电感 Lr发生第2次谐振。其中Ci1、Ci2、Ci6、Co4、Co3、Co5的电压将从0谐振到Vdc+VCc。同时，Cr7的电压从Vdc+VCc谐振到0。当辅助开关两端的电压uCr7在t6时刻谐振到0，辅助开关S7实现零电压开通，该阶段结束。

阶段 7（t6～t7）：Si4、Si3、Si5、So1、So6、So2导通阶段。如图 5（g）所示，在该阶段，Si4、Si3、Si5和 So1、So6、So2处于导通状态。同时辅助开关S7也处于导通状态，谐振电感Lr两端的电压VLr被箝位在VCc，其电流iLr以斜率VCc/Lr上升。

3 零电压开关条件推导

由电路阶段分析可知，辅助开关S7关断之后发生第 1 次谐振阶段（t1～t2），使直流母线电压ubus谐振到0，实现主开关管ZVS开通。经过D0Ts的时间之后将发生第2次谐振阶段（t5～t6），使辅助开关管上的电压uCr7谐振到0，实现辅助开关管S7的ZVS开通。以下将对这2个谐振过程进行详细分析，并推导相应的ZVS条件。

第1次谐振阶段发生在t1时刻辅助开关管S7关断之后，谐振电容 Ci4、Ci3、Ci5、Co1、Co6、Co2、Cr7与谐振电感Lr发生谐振，其电路如图5（b）所示。根据第2节中的假设，该电路可以进一步简化为图6（a）所示的等效电路。其中ubus为直流母线电压，同时也是主开关电容两端的电压，Cr7为S7的并联谐振电容，在t1时刻，整流侧A相，逆变侧B相、C相的电流均流入桥臂。

第2次谐振阶段发生在t5时刻，主开关管Si1、Si2、Si6和 So4、So3、So5关断之后，Ci1、Ci2、Ci6、Co4、Co3、Co5、Cr7与谐振电感Lr发生谐振，此时整流侧B、C相，逆变侧A相电流均流出桥臂，其电路如图5（f）所示。同样，该电路可以进一步简化为如图6（b）所示的等效电路。

图6 简化等效电路Fig.6 Simplified equivalent circuits

根据第1次谐振等效电路和第2次谐振等效电路，应用基尔霍夫电压、电流定律可以对谐振电感电流、箝位电容电压建立等式，并对其求解。在第1次谐振阶段结束时，开关桥臂电压ubus（t）谐振到0，为实现主开关管的ZVS开通，在t1时刻谐振电感电流iLr_t1需要满足[22-23]

类似地，根据第2次谐振的等效电路推出电容电压 uCr7，即

通过对谐振电感Lr应用伏秒平衡，计算可得箝位电容电压VCc与辅助开关管关断占空比D0的关系为

通过对箝位电容Cc的安秒平衡，计算可得D0的表达式[22-23]为

式中：Ts为开关周期；iM=－（uagiai+ubgibi+ucgici+uaoiao+uboibo+ucoico）/Vdc。

为了满足不等式（1），谐振电感的附加电流iadd可以解得[22-23]

由式（5）可知，当iM≥0时，不需要阶段5的直通，并且可以在没有附加电流iadd的情况下实现ZVS开通。相反，当iM＜0时，附加电流iadd是必不可少的。否则，将会发生不完全的ZVS开通，并造成开通损耗。可以通过把式（5）代入式（4）推导出D0的一般表达式[22-23]为

4 实验结果

为验证本文提出的三相四线制背靠背变换器零电压开关技术，研制了一台50 kVA零电压开关三相四线制背靠背变换器实验样机，其具体电路参数如表1所示。

ZVS背靠背变换器输入/输出波形及其THD情况如图7所示。图7（a）为阻性满载情况下整流侧A相电网电压和三相输入电流，可以看到三相输入电感电流 iai、ibi、ici幅值相同且相位互差 120°，都具有较低的波形失真度。图7（b）为阻性负载满载情况下三相输出电压和B相输出电流，三相电压幅值相同且相位互差120°，且都具有很好的正弦度。图7（c）、图7（d）分别为阻性负载不同负载情况下，测试输入电流THD情况和输出电压THD情况。在半载时，三相输入电流的THD在5%以下，而在满载情况下输入电流的THD能控制在3%以下。输出电压THD均能保持在1%以下。可见ZVS BTB变换器可以满足在UPS应用中负载对高质量电压的要求。

图8分别为满载（45 kW负载）情况下整流侧A相下管Si4、逆变侧A相下管So4以及辅助开关管S7在工频周期不同角度下的ZVS开通波形，在开关管开通驱动信号之前，其开关管的电压已经谐振到0，实现了开关管ZVS开通。

图9为直流母线电压ubus以及谐振电感电流iLr在满载情况下的实验波形。直流母线电压ubus周期性地谐振到0，为主开关管的零电压开通创造条件，在经过D0Ts时间后直流母线电压又谐振到Vdc+VCc，其变化频率与开关频率一致。

图10为整流侧A相下管Si4以及辅助开关管S7在工频周期里电压应力变化情况，其中开关管Si4最大电压应力为927 V，辅助开关管S7最大电压应力为809 V。

图11为不平衡负载（逆变输出A、B两相满载，C相空载）情况下输出电压电流、箝位电容电压VCc、谐振电感电流iLr的实验波形。由图可见，A相、B相输出电压电流仍保持单位功率因数且THD都在1%以下，而C相空载情况下电压仍为正弦波形，电流为开关纹波。这表明即便在不平衡负载下，变换器工作在ZVS开通情况下仍具有良好的静态特性，但其VCc和iLr的波形包含更加复杂的低频成分。

由理论分析可知，当背靠背变流器运行在不平衡负载情况下，需要在直通阶段加入iadd给谐振电感进行充磁。图12为直通脉冲的实验波形。

在开关频率分别为 15、10 kHz情况下，ZVS BTB变换器的效率曲线如图13所示。在开关频率为15 kHz时，满载效率为96.18%，峰值效率为96.46%。满载效率比硬开关电路提高了2.23%。当开关频率降到10 kHz时，满载效率提升到96.62%，峰值效率达到96.84%，比硬开关电路提高了1.2%。在一定的开关频率范围内，提高开关频率可以减少滤波电感的体积和损耗，但同时也会增加功率器件的关断损耗。相比于工作10 kHz时，工作在15 kHz时ZVS BTB变换器的满载效率下降了0.44%，峰值效率下降0.38%，需要综合考虑，选择合适的开关频率。

图10 不同开关管电压应力Fig.10 Voltage stress of different switches

图11 不平衡负载下实验波形Fig.11 Experimental waveforms under unbalanced load

图12 直通脉冲实验波形Fig.12 Experimental waveforms of short-circuit signal

图13 效率曲线Fig.13 Efficiency curves

5 结语

本文介绍了一种ZVS三相四线制背靠背变换器拓扑及EA-PWM方法，并进行了电路分析，推导了零电压开关条件。研制了一台50 kVA的ZVS三相四线制背靠背变换器实验样机，并在实验样机中进行了验证。该电路能够实现所有功率器件的ZVS开通，并且可适应于平衡或不平衡负载。当开关频率为10 kHz时，峰值效率达到96.84%。