卫星用高光谱红外焦平面读出电路设计

吴圣娟，胡彦博，胡 旭，洪建堂，李红福，马伊娜，邓 蔚

卫星用高光谱红外焦平面读出电路设计

吴圣娟，胡彦博，胡 旭，洪建堂，李红福，马伊娜，邓 蔚

（昆明物理研究所，云南 昆明 650223）

研制出一款高性能卫星用高光谱红外焦平面CMOS（complementary metal oxide semiconductor）读出电路ROIC（readout integrated circuit）芯片。读出电路设计包括任意行选择功能以及行增益单独调制功能，满足高光谱应用对读出电路提出的新要求。读出电路7档增益可选，适用于中波与短波碲镉汞HgCdTe（MCT）芯片；其他功能包括边积分边读出IWR（integration while reading），抗晕，串口功能控制以及全芯片电注入测试功能。读出电路采用0.35mm曝光缝合工艺，电源电压5V，测试结果表现出良好的性能：在77K条件下，全帧频可达450Hz，功耗可调且典型值为300mW。本文介绍了在读出电路设计的基本架构，提出设计中遇到的问题以及相应的解决方法，在文末给出了电路的测试结果。

卫星用读出电路；高光谱探测器；碲镉汞；行选择功能

0 引言

高光谱遥感是窄波段连续的光谱通道对地物持续遥感成像的技术，它是在成像光谱学的基础上发展起来的。相对于传统遥感技术，高光谱成像光谱仪成像通道更多，能获得更多的光谱空间信息来提高识别能力，在环境监测、大气探测、地球资源普查、自然灾害、天文观测等诸多领域中得到广泛的应用[1-5]。

美国JPL实验室于20世纪80年代初期研制成功第一台机载成像光谱仪，称为AIS，这是高光谱成像技术的首次探索。1988年，Goetz博士在Science上系统性阐述了成像光谱技术在地球遥感领域的应用能力，并公布其研究团队利用AIS飞行数据进行应用研究的结果。此后，经典的机载AVIRIS、EO-1卫星Hyperion等成像光谱仪相继投入应用，引领着高光谱成像技术的发展方向[6]。我国近几年来航空航天遥感发展迅速，“高分五号”卫星是我国第一颗高光谱综合观测卫星，用于获取从紫外到长波红外谱段的高光谱分辨率遥感数据。“高分五号”卫星是我国先进的高光谱探测卫星，也是国家“高分专项”中搭载载荷最多、光谱分辨率最高、研制难度最大的卫星，其多项指标达到国际先进水平[7-8]。

高光谱设备通过高数量光谱通道来成像。同其他常用的遥感手段相比，成像光谱获得的数据具有波段多、光谱分辨率和空间分辨率高等特点。高数量光谱通道一般有几十个到上百个覆盖连续的光谱的通道，例如本文介绍的高光谱探测器有256个谱段；高光谱分光在关注的波段范围内具有高分辨率，通常为纳米数量级[9-10]。

应用于高光谱成像的读出电路，空间维（列方向）一般比光谱维（行方向）长，芯片成品是细长形，例如，本文高光谱电路为1024×256阵列，通过拼接，阵列可到3k×256、8k×256或更大。高光谱成像原理如图1所示，高光谱探测器在光谱维方向上进行分光，即每行对应一个谱段。

1 总体设计

1.1 读出电路总体结构设计

读出电路系统框架如图2所示，像元阵列、列级电路以及输出接口电路构成信号模拟通路。数字电路包括控制波形产生电路、行列译码电路、增益选择模块、行选择模块以及配置字串并转换模块。增益选择、行选择模块由外部的配置字控制，并直接作用于阵列开关。偏压模块产生模拟偏压，为像元放大器、列放大器以及输出放大器提供偏置。

1.2 读出电路主要性能参数

读出电路像元阵列1024×256，像元中心距30mm，积分电容设计7档可调，读出模式为IWR（integration while reading）模式。具体如表1所示。

为增加读出电路的应用范围，读出电路设计7档增益可调，如表2所示，经过测试验证，电路可应用于中波和短波MCT探测器。

图1 高光谱成像示意图

2 电路设计

2.1 输入级单元电路选择

像元电路选择电容跨导放大器CTIA结构。主要原因包括：

1）与DI结构相比，CTIA结构注入效率高。在短波与中波高光谱应用中，由于分光的需要，每行的波段窄，光电流一般较小。直接注入DI结构因注入效率低，不适合处理小电流。

2）与SFD结构相比，CTIA结构可以更好地稳定光电二极管偏压，线性度高，并且可以合理地设计积分电容。SFD结构以探测器器件寄生电容为积分电容，因此积分电容是固定值且与器件工艺有关。SFD结构电路的线性度不如CTIA，因为探测器寄生电容随着探测器偏压改变。SFD适用于积分时间需要很长的探测器[11]，不适用于高速读出应用。

图2 读出电路结构示意图

表1 读出电路主要性能参数

表2 读出电路7档增益

综上所述，读出电路选择CTIA作为输入级。DI，CTIA，与SFD结构示意图如表3所示。

表3 三种输入级结构比较

2.2 CTIA输入级结构设计

CTIA输入级结构示意图如图3所示。光电二极管偏压是由放大器负反馈端来稳定，设计CTIA放大器为高增益放大器，因此V-≈V+。图中C1为积分电容，用来存储信号电荷。C2为滤波电容，作用为：①增加放大器输出结点电容，以降低主极点，提高电路稳定性；②降低噪声带宽以降低放大器输出噪声电压。C3为采样保持电容，配合IWR模式实现边积分边读出功能。图4为像元电路控制信号波形图。

图3 像元电路示意图

图4 CTIA电路控制信号波形图

2.3 像元开关设计

2.3.1 开关设计分析

像元开关包括CTIA复位开关INT_RST以及IWR模式开关IWR_SW，如图3所示。像元开关在设计时需要关注以下两方面：

1）噪声问题。开关动态过程会给系统引入噪声。定性分析：由于开关输入端到系统输出端低频增益低，因此暂不考虑开关动态过程引入的低频噪声。动态过程引入的高频噪声分析如下：开关过程引入的高频噪声在系统输出端有响应。CTIA放大器主极点处有低通滤波功能，能滤除高于截止频率的噪声。截止频率与out×out有关，即受到设计结构的限制。另外一种想法是让开关过程足够慢，该方法可以减小高频信号的引入，其次，由于几十万个CTIA同时进行开和关的动作，快速的开关过程对电源供电能力、阵列的稳定性设计都提出挑战，因此设计希望缓慢的开关过程。通过分析开关信号频谱图，确定开关信号合适的上升/下降时间，从而减小中高频噪声。

2）不均匀性问题。所有像元积分起点和终点是由像元开关控制，由于金属线的寄生电阻，信号的传递存在延时，即与驱动电路的距离相关，带来不均匀性问题。从版图方面考虑，若两个像元积分起点（INT_RST控制）相差时间D，积分终点（IWR_SW控制）也同样相差时间D，则两个像元总的积分时间相同，消除不均匀性问题。从电路考虑，信号在传递过程中，若降低信号传递过程中寄生电阻上的压降，则可降低RC延时。降低上压降的方法有两种：一是增加版图金属线宽，金属走线使用网格设计，以降低电阻值；二是降低金属线驱动电流，设计考虑用一个缓冲器驱动整个面阵的开关。缓冲器的驱动电流能力有限，分配到像元内寄生电阻的电流小，电阻上的压降变低，则像元间电容压差变小，达到降低延时的目的。实际设计过程中，版图布局布线的需要，有时增加金属线宽或使用网格线的方法会受到限制，因此需要同时从版图和电路两个方面来设计。

2.3.2 复位开关的频谱特性

复位开关波形()图如图5所示。

图5 复位开关波形图

对方波信号进行频谱分析。傅里叶积分公式：

()分段函数值如下所示：

式中：＝5/(－)。

则根据公式(1)求得()的傅里叶函数值(j)：

固定＝5ms，计算1＝－＝10ns，2ms，5ms，10ms下(j)的幅值。

利用Matlab计算并画出频谱图，依次获得1＝10ns，2ms，5ms，10ms下频谱图，如图6所示。

图6 频谱分析图

从图中可知，1越大，则高频幅值越低，引入到系统中的高频噪声越小。设计采用一个缓冲器驱动整个像元阵列的开关，通过调整缓冲器的宽长比，即调整其驱动能力达到1设计目标值。综合缓冲器的驱动能力的设计，选择上升/下降时间1＝2ms为设计目标。

2.3.3 像元开关设计

每个像元都有一个复位开关，电路可以设计为一个缓冲器控制一行，也可以设计为一个缓冲器控制整个阵列，本设计选择后者。缓冲器所带负载为分布式电阻电容，负载与版图设计相关，为得到精确的结果，对单个像元进行后仿真。像元负载的后仿真模型如图7所示，其中，1，2为像元与相邻像元的接口，1，2，3，1，2为金属连接线的寄生电阻电容，M1为积分复位开关管。其中，1的源漏接地，即仿真开关管寄生电容最大的情况。

在低温77K下，通过后仿真得到：1＝300mW，2＝400mW，3＝2.6W，1＝5.4f，2＝1.9f。

总仿真模型是单个像元模型的阵列形式，如图8所示。图中为了简便，每个像元（cell）单元用一个电阻电容，实际仿真时，cell单元如图7所示。

图7 像元开关负载

2.3.4 像元开关仿真结果

通过仿真可以直观地了解电阻电容网络中：①各个结点的电压值；②各个结点上升/下降时间。

1）直流仿真

仿真结果如图9所示。结果表明，通过调整缓冲器驱动，使结点1<0>（位置如图8所示）处电压上升时间约为2ms，符合设计预期。

图8 全阵列金属线仿真模型

Fig.8 Simulation model for full array metal wire

图9 直流信号仿真结果

2）不均匀性的影响分析

通过对图8进行仿真，电阻/电容网络4个角上2<0>，1<0>，2<255>，1<255>的上升时间进行对比，仿真结果如图10所示。仿真最快的结点是离buffer最近的点2<255>，上升到2.5V时所用时间为5.792ms，最慢的点是对角线上的点1<0>，上升到2.5V电压所用时间为5.807ms，两个时间相差15ns。由于buffer的驱动能力有限，金属网络中像元寄生电阻分得的电流很小，电阻上的电压降很小，因此上升过程中，1<0>与2<255>两点的电压值在可以接受的范围内。

仿真过程中发现，CTIA复位开关上升/下降时间越短，积分电容F上的瞬时电流抖动越大。目前没有直接的实验结果证明CTIA复位开关的设计与输出噪声的关系，但综合像元电路性能和CTIA阵列稳定性方面，决定暂时使用上述设计方法，等待后续全面的测试验证来进行评判。

图10 不均匀性仿真对照

2.4 读出电路任意行选择以及行增益单独调制选择功能

高光谱器件中，读出电路需要提供多种功能，其中比较关注的功能如下：

任意行选功能。读出电路设计过程中，由于分光引起的某些行的光谱信息比较重要，因此要求读出时只开启关注的行，读出电路要有任意行选择的功能。

行增益单独调制功能。通常高光谱探测器具有高分辨率，即每行波段窄，且由于每行携带的光谱信息不同，光电流不同，因此要求读出电路设计多级增益，且每行可单独选择增益，以满足高光谱需求。

行增益单独调制实现：通过外部配置字控制每行增益。配置字有768位用来控制增益选择，每行对应3位。控制字是串行输入，通过串并转换电路将配置字存入内部寄存器中，寄存器的输出则用来控制增益开关。读出电路共7档增益，以覆盖更大范围的谱段。

任意行选择电路的实现：①通过外部配置字输入，确定需要输出的行。配置字有256位用来控制行选择。②行选择电路逻辑图如图11所示。行计数器每加一位，行选电路进行判断，若该行需要读出，则行计数器保持，等待载入该行；若不需要读出，下个时钟脉冲继续寻址。

3 基于曝光缝合读出电路版图设计

1024×256读出电路版图设计基于0.35mm CMOS工艺，电路属于数模混合集成电路，版图设计时，在列方向（方向）上，读出电路芯片尺寸超出标准CMOS工艺最大曝光尺寸，需要采用曝光缝合工艺来解决。电路和版图设计过程中充分考虑了曝光缝合的需求，将电路在方向（列方向）上划分为4个重复单元，以配合代工厂曝光缝合工艺。版图如图12所示。这款电路在方向（行方向）上不需要缝合。

4 读出电路测试验证

4.1 电路功能及基本性能验证

电路功能验证包括IWR功能、任意行选择功能及行增益单独调制功能等。读出电路流片返回后，在中测杜瓦瓶内进行测试验证，利用液氮降温，通过读出电路测试系统来验证读出电路功能，像元注入由test管完成，利用示波器波形来验证电路功能。通过实验验证，读出电路IWR功能、任意行选择功能及行增益单独调制功能验证结果符合预期，测试结果如表4所示。

图11 行选电路逻辑图

Fig.11 Line selection circuit schematic

图12 带曝光缝合的版图设计

表4 读出电路测试结果

读出电路经过倒装焊工艺与MCT芯片连接进行性能验证：将读出电路分别与中波及短波MCT芯片互连，连接制冷机降温至77K，经过测试，读出电路表现出较好的性能。实际应用时，可以根据高光谱需求，选择适合的电容挡位以得到好的成像结果。

4.2 噪声的分析及测试结果

理想放大器噪声分析如图13所示。

图13 理想放大器噪声分析

根据图13(d)小信号等效模型列方程，求解与DN和A的关系式，其中DN为探测器光电子噪声，A为放大器等效输入噪声，I为放大器输入电容。

1(D－1＋j1)＋jF(1－())＝DN() (2)

1＋e()＋()/＝0 (3)

式中：1为D＋I，解方程得：

式中：T＝D＋I＋F

通过输入输出谱密度关系式Y()＝X()|()|2以及放大器噪声与光子噪声的不相关性，得到噪声谱密度V()为：

当理想放大器→∞时，式(4)可写成：

对(5)式进行分析，式中第一项可以解释为噪声电流在积分电容上积累形成的噪声电压；第二项和第三项与放大器噪声有关，与探测器寄生电阻D和寄生电容D有关。通过上述分析，可以得出以下结论：

1）噪声与积分电容F呈反比关系，积分电容F大时输出噪声小。

2）噪声与光电流D呈正比关系，光电流D大时输出噪声大。

3）增大探测器电阻D（(6)式第二项），可减小噪声。

4）减小探测器寄生电容D（(6)式第三项），可减小噪声。

5）噪声与电路积分时间有关，且随着积分时间的增加而增加。

实际测试噪声是按照GB/T 17444的国家标准的方法来进行。测试结果如表5所示。测试时，探测器温度稳定在77K，黑体温度为293K和308K，信号响应电压是两种黑体温度下的直流电压的差值。不同积分电容下，直流电压均为2.8V左右，方便比较噪声。表中，动态范围是20倍摆幅与噪声比值的对数值，信噪比是响应电压与噪声的比值。

从测试结果可以看出，随着积分电容逐渐增加，噪声逐渐减小。虽然此时积分时间也增加，但噪声最终表现为减小的趋势，实验说明噪声对积分电容的变化比对积分时间更敏感。经过计算，积分电容在28fF时，信噪比为263，积分电容在128fF时，信噪比为537。

表5 噪声测试结果

5 结论

设计一款卫星用高光谱读出电路，阵列1024×256，像元尺寸30mm。输入级采用CTIA注入结构，7档增益可选。根据高光谱探测器应用需求，外部输入1024位控制字来控制行选和增益选择。计算分析以及实验验证表明：CTIA输入级结构配合7档增益可选，使读出电路可同时应用于短波和中波MCT探测器，满足了高光谱探测器由于分光对多增益电路的需求；行任意选择功能和行增益单独调制功能，解决了高光谱器件对读出电路的功能需求。读出电路已经应用于中波与短波1024×256 MCT焦平面探测器，具备实用化的能力。同时，通过芯片拼接，可以制造出3000×256或者更大大面阵的MCT焦平面探测器阵列，满足卫星用高光谱探测器的需求。

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Hyperspectral Infrared Focal Plane Array ROIC Design for Satellite Applications

WU Shengjuan，HU Yanbo，HU Xu，HONG Jiantang，LI Hongfu，MA Yina，DENG Wei

(Kunming Institute of Physics, Kunming 650223, China)

A hyperspectral infrared focal plane complementary metal–oxide semiconductor (CMOS) readout integrated circuit (ROIC) was developed for satellite applications. The ROIC design includes row and gain selection functions for each line to meet the new requirements of hyperspectral applications in ROICs. Further, the ROIC optionally supports 7-gain features and is suited for medium and shortwave MCT chips; other features of the proposed design include integration while reading, anti-blooming, series port control, and full-chip current injection test functions. The proposed ROIC was fabricated in a 0.35μm stitching process with a 5V power supply; the test results show good performance of the ROIC, with a full-frame rate of 450Hz and adjustable power dissipation having a typical value of 300mW. This paper introduces the basic structure of the readout circuit design, shows the problems in the design and the corresponding solutions, and gives the test results of the circuit at the end of the paper.

ROIC for satellite applications, hyperspectral detector, MCT, row selection function

TN216

A

1001-8891(2020)11-1081-08

2019-09-25；

2020-10-10.

吴圣娟（1984-），女，硕士，研究方向为读出电路设计。E-mail：275099355@qq.com。