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基于TL494的车用DC/DC转换器设计

2020-10-28周洪强林茂津李淑康任沛沛

丽水学院学报 2020年5期
关键词:过流电感储能

周洪强,林茂津,李淑康,任沛沛

(丽水学院工学院,浙江丽水323000)

0 引言

随着现代科技的不断发展,各种电子设备日益增多,成为生活中不可或缺的一部分,同时对电源管理的要求也越来越高。人们普遍希望电源的寿命能越来越长,效率高、体积小的开关电源市场也越来越大[1]。尤其在三轮电动车方面,人们对续航里程的要求普遍提高,导致电源使用效率低的问题日益突出。同时电动车上的电子设备均需12 V直流供电,如果直流源输出不稳,将对电子设备的寿命产生很大影响。因此高效、高可靠、大功率的DC/DC转换器对电动车来说已经不可或缺[2]。

为满足电动三轮车上的12 V直流电源的功能要求,设计了一款输入为直流48~72 V,恒压输出12 V,最大电流25A的300 W功率DC/DC转换器。通过研究单向DC/DC转换器的工作原理及Buck工作模态下对电流纹波的处理方式,提出了基于TL494的单向DC/DC转换器在BUCK模式下的设计思路,并对主电路部分的驱动电路、PWM调制电路、温度保护电路、输出滤波电容、电压反馈电路、过流保护电路参数和器件的选型进行了详细的介绍和说明,同时还进行了相关的实验验证,通过了参数调试和性能测试。

1 工作原理

DC/DC变换是将原直流电源通过调整PWM(占空比)来控制输出有效电压的大小,工作原理如图1所示。

图1 降压型转换器工作原理

在Q导通期间,电源为电感储能,当Q关断时,储能电感释放能量,通过负载和续流二极管进行续流[3]。当Q关断时,储能电感上的能量不足,由电解电容进行放电,其放电回路如图1中d所示。

图2为降压型转换器的基本结构,其中DC/DC转换器实现功率变换,除此之外,还包括过流保护、滤波、温度保护等电路。输出电压、电流通过采样电路检测输出的变化量,并与基准电压源进行比较,比较放大器通过误差放大输出给PWM电路,PWM输出一定的占空比控制驱动器,驱动器再控制功率开关器件,进而调整输出。

图2 开关电源的基本结构

2 硬件电路设计

2.1 储能电感的设计

经过储能电感的电流只能近似地线性上升或者线性地下降,因此流经储能电感的电流不能突变,这是设计DC/DC转换器最基本的条件。电感量越大,电流的曲线就越平滑,电感量越小,电流的曲线就越陡峭[4]。当电感量小于一定值时,假如开关管刚好截止,电感中储存的能量也恰好释放完,这时就称为零界电感量。当电感量很小时,开关管处于截止状态,储存在电感中的能量已经释放完,此时电感中的电流为0,输出电压也为0,储能电感上的电压就会产生突变,这在带有负载工作时是决不允许发生的。因为这种情况下将会引起电源稳压特性的恶化,甚至产生振荡电压,会使负载电路间歇性停电,最后引起负载电路工作不正常。

电感如图3中L1所示,根据设计目标,在本设计中最大占空比:

满载输入电流:

按设计经验取最大纹波电流:

则电感所需的电感量:

图3 储能电感电路

在设计DC/DC降压型转换器时,应当遵循储能电感L的值必须大于所确定的电感量的原则,故此处取电感量为39 μH的电感。

2.2 输出滤波电容

滤波电路如图3中右半部分所示。输出滤波电容C的大小直接关系到输出纹波电压的大小,输出滤波电容C的容量主要取决于稳压电源输出纹波电压的要求。输出电容C的计算方法:

将相应的参数代入公式(1),其中ΔV为输出纹波电压,按设计要求取20 mV。

从上述计算可以得出电容容值选型,在留有一定裕量的情况下,取电容容值为计算所得结果的 2 倍,即取为 2 000 μF,采用两个 1 000 μF/35 V的电解电容,两个电容并联,有利于减小电解电容的等效串联电阻大小。在电解电容两端并联一个56 pF的电容可降低其固有电感的影响,有效地滤除高频及脉冲干扰信号[5]。

2.3 驱动电路

IR2110是美国IR公司生产的一款驱动器,在中小功率转换器中使用尤为广泛。本设计中采用半桥驱动电路,其原理如图4所示,VCC通过自举二极管D2、自举电容C9,给VB一个自举电压,控制HO的输出。由于设计中采用直接驱动方式,输出阻抗较低,会引起功率管的快速开通和关断,功率管有一定概率受到di/dt的快速变化影响而引起误导通,所以在驱动器输出和MOS管之间串联一个20Ω的电阻R25。针对IR2110不能产生负压的缺点,采取栅极限流电阻上反并联一个二极管D11进行处理,在Q2关断期间,将栅极驱动电平钳位到零电平。栅源极之间阻抗很高,栅源氧化层很容易被击穿,这主要是由于漏源极间的电压在突变时,会导致电压通过电容耦合到栅极从而产生栅源尖峰高电压[6],所以在Q2栅源极间并联一个稳压管以限制电压在稳压值以下,保护Q2不被击穿。为释放Q2的栅极电荷,在Q2的栅源极间并联一个10 K的电阻R21,下管Q5工作原理同上管Q2,在下管漏源极间并联一个RC缓冲电路,防止器件开关瞬间因电流突变而产生漏极尖峰电压损坏Q5管。半桥驱动电路如图4所示。

图4 半桥驱动电路

2.4 PWM控制电路

TL494是一种高性能固定频率的脉宽调制控制器,它包含了开关电源控制所需的全部功能,被广泛地应用于半桥式、全桥式开关电源[7]。本设计中TL494的工作电压由12脚输入芯片,VCC由弱电控制电路供电,其原理如图5所示。其中D0为防反接二极管,R0为功率电阻,D1为12 V的稳压二极管。当Control输入大于20 V时,VCC输出为7 V,可以满足TL494工作电压的要求,Control输入增到45 V,因12 V稳压二极管的作用,1脚电压恒为12 V,3脚输出10.8 V电压不变。

图5 弱电控制电路

TL494的5、6脚可以设置输出的开关频率,其频率主要取决于5脚上的电容容值和6脚上的电阻阻值大小。电容、电阻和频率之间的关系如公式(2)所示:

本设计频率选取40 kHz,电阻RT选择标称值为10 K的贴片电阻,电容CT选择2.7 nF的贴片电容,参数满足设计要求。

2.5 电压反馈电路的设计

R1、R9、R10、C20、 可 变 电 阻 RW1、R2、R3、C1、R14、C3与TL494的一个集成运放组成PWM脉宽调制电路。TL494的-IN1脚输入一个2.5 V的参考电压,分压得到采样电压约2.5 V输入到TL494的同相输入端+IN1。当输出UO高于12 V时,FB输出高电平,TL494的输出PWM脉冲变窄,使输出UO变小。当输出UO低于12 V时,FB输出低电平,TL494的输出PWM脉冲变宽,使输出UO变大,自动达到稳压12 V的目的。R1、R2、R3、RW1是电源的负载电阻,其作用是防止电源空载时输出电压超过12 V。RW1选择500 Ω可调电阻,可以微调输出UO的值。C20为加速电容,使输出电压的变化快速反馈到PWM控制电路,这里选用100 nF。R10、R9都选择4.7 K阻值,可防止反相输入端输入电流太大。C3选择100 nF,此电容根据实验进行确调整,以匹配反馈模型参数。电压反馈电路如图6所示。

图6 电压反馈电路

2.6 温度保护电路设计

考虑到本设计中DC/DC转换器的驱动芯片IR2110工作温度为-40℃~+125℃,脉宽调制芯片TL494的工作温度-40℃~+85℃。因此设置开始保护温度为80℃,100℃时完全保护。其温度保护原理如图7所示,由TL494的基准5 V电压源通过并联一个4.7 K的热敏电阻R13,再接两个并联的电阻R15和R22到地。

图7 温度保护电路

2.7 过流保护电路设计

过流保护电路原理如图8所示,R30、R31均采用5mΩ/1W康铜丝采样电阻,过流保护起始点电流为25 A。过流保护开始时,+IN2端的电压约为60 mV。R7、R8分别选用9.1 K和100 Ω阻值的贴片电阻,-IN2端电压固定为:

当负载电流大于25 A时,+IN2端的电压大于60 mV,过流保护动作开始,放大器由输出低电平变为高电平,进而控制PWM,占空比变小,引起12 V输出电压和输出电流下降,从而使+IN2端电压变小,输出电压降为某个固定值。

图8 过流保护电路

2.8 非门电路

本设计中只用到9脚作为TL494的输出脚,要产生两路互补的PWM波,需有一个器件把PWM波反转。这里采用非门芯片HEF4069UB来实现互补的PWM波,如图9所示,TL494的9脚E1产生的PWM波经过一个限流电阻进入非门芯片1脚,2脚输出的就是与1脚互补的PWM波。C21为非门芯片的电源脚滤波电容。

图9 HEF4069UB非门电路

2.9 与门电路

因设计中只需要两路PWM波,故只用到两个与门电路。与门电路具体应用电路如图10所示,由TL494输出的PWM波经过限流电阻输入与门的5脚,再经过一个电阻输入到与门的6脚,同时在6脚上串联一个57 pF的电容,电容不断地充放电,会形成锯齿波。锯齿波与PWM波经过与门形成一路带有延迟的PWM波。另一个与门的工作原理与此相同。

图10 HEF4081BT与门电路

3 系统测试

图11为DC/DC转换器的实物图。

图11 实物图

按上述设计进行DC/DC电路板调试,输入电压为48 V,弱电控制电压为48 V。上电后测试输出为12 V。驱动芯片IR2110带死区的输出波形如图12所示。

图12 驱动芯片IR2110输出波形

测试电压48 V下加不同负载时转换效率变化等情况如表1所示。

表1 48 V电压时测试情况

测试电压72 V下加不同负载时转换效率变化等情况如表2所示。

表2 72 V电压时测试情况

从表1、表2记录的数据可以分析出:当电流大于25 A时,过流保护电路开始工作,最大输出功率300 W也符合设计要求。

设定不同温度的热风枪,对热敏电阻加热,查看80°C时输出电压是否下降以及100°C时是否完全保护,使输出降为0,得到测试数据如表3所示。

表3 温度保护测试情况

由表3可以看出,当温度达到80°C时,温度保护电路开始工作。当温度达到100°C,输出为0,符合设计要求。

4 结论

本文设计的DC/DC转换器将直流48~72 V作为输入电压,实现12 V恒压输出、最大25 A的电流输出,最大功率300 W。本文设计的开关电源为降压型DC/DC转换器。因开关频率较高,故开关管的损耗较小,系统的转换效率较高,可达97%。控制部分采用电压电流双闭环控制策略,实现稳定12V的输出。

文中对开关电源主电路部分的驱动电路、PWM调制电路、温度保护电路、输出滤波电容、电压反馈电路以及过流保护电路等进行了设计,并对参数和器件的选型作了详细的介绍和说明,还进行了相关的实验验证,最后通过实验调试和性能测试,验证了设计方案的可行性和实用性。

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