小型化双通带声表滤波器设计研究

彭 雄,彭 霄，杜雪松，唐小龙，陈婷婷，蒋平英，马晋毅,唐 蜜

(中国电子科技集团公司第二十六研究所，重庆 400060)

0 引言

随着通信技术的不断发展，传输数据的容量和速率都在提升，因而在通讯设备的射频前端中都会使用多通道的信号组件来实现这一目的。

在多通道组件发展的第一阶段，多通道是由多个窄带低速的A/D转换器与多个单通带滤波器组成的，这样往往使通讯设备体积庞大。而通讯技术的提升也要求通信系统的体积向小型化方向发展，进而推动多通道组件发展到第二阶段：采用一个高速宽带A/D转换器与多个单通带滤波器组成信道。这样在一定程度上减小了通信系统体积，但由于其采用开关进行信道切换，信号有可能丢失。发展到第三阶段，则是采用双通带滤波器与单个高速宽带A/D转换器组成信道，不仅能同时处理两个频段的信号且信号无丢失，还能进一步减小系统体积，能够满足未来通信设备的小型化、轻量化和集成化发展。

常用的滤波器有低温共烧陶瓷(LTCC)滤波器、LC滤波器、介质滤波器和微声滤波器(声表面波(SAW)滤波器和声体波(BAW)滤波器)。其中，SAW滤波器以其低插损、高矩形度、高幅相一致性和小体积的综合优势占据60 MHz～3 GHz高性能滤波器市场，大量装备于各类平台的通信系统中。国外Qorvo和TDK公司均已推出双通带声表滤波器产品(Qorvo产品的工作频率为1 900 MHz和2 017 MHz，工作带宽为40 MHz和15 MHz，插损小于2.5 dB，通带间隔离度大于35 dB)，而国内目前在这一领域尚属空白。基于目前研究现状，本文介绍了一种双通带声表滤波器的设计方法，其通带频率分别为1 995 MHz和2 185 MHz，带宽均大于30 MHz、插损小于3 dB，且通带间隔离度大于30 dB。

1 设计方案

1.1 材料方案

常用的射频声表滤波器基材有112°Y-XLiTaO3、64°Y-XLiNbO3、41°Y-XLiNbO3，42°Y-XLiTaO3等，分别满足滤波器不同相对带宽的要求。由于本次滤波器指标的相对带宽为(30/1 995)×100%≈1.5%及(30/2 185)×100%≈1.37%，在42°Y-XLiTaO3的性能范围内。因此本研究选择42°Y-XLiTaO3作为基片材料。

1.2 选择滤波器的单元结构方案

常用射频滤波器结构有纵向耦合结构和阻抗元结构，如图1所示。图中，Rs、Rp分别为串、并联谐振器。

图1 常用的射频滤波器结构

由于本次滤波器工作频率较高(约2 GHz)，且要求插损小，因此适用于选择高频、低损耗的阻抗元结构作为滤波器的单元结构。

1.3 选择合适的芯片结构

为了适应未来通讯设备小型化、轻量化的发展，滤波器的体积也要求越来越小。双通带滤波器芯片结构可采用方式有：

1) 采用指条变迹实现双通带的单芯片封装，但这种常应用于中频滤波器里，且损耗大。

2) 采用2个独立滤波器的组合，但滤波器总体积大。

3) 多芯片系统级封装(SIP)，有效减小芯片体积。

4) 并联两个阻抗元结构滤波器的单芯片封装。

其中，第4)种方式的芯片体积最小，并能同时满足滤波器高频、低损耗的性能要求。

综上所述，所研究的双通带SAW滤波器衬底材料采用42°Y-XLiTaO3、滤波器单元结构采用阻抗元结构，并采用并联2个阻抗元滤波器的方式构成最终的滤波器芯片。

2 设计方法

双通带SAW滤波器的仿真技术仍基于常用的耦合模(COM)模型，通过对不同工作频段滤波器COM参数的精确提取[1-2]，搭建声电协同仿真平台，以实现双通带SAW滤波器的仿真与设计。

2.1 COM模型

低损耗SAW滤波器的设计主要采用COM分析方法。COM模型的基本思想是假设在金属栅格阵内同时存在着2个传播声波模式，通过栅格阵内的指间反射效应相互耦合，同时外加电压通过栅格的换能作用又激发出向2个方向传播的声波模式(见图2)。由于反射效应和换能作用较小，可以认为这些作用都处于线性范围内，满足线性叠加原理。因此，可以认为这2个声波模式间存在一定的线性关系，用COM方程来表征这种线性关系。

图2 电压驱动的叉指换能器(IDT)模型

通常IDT的COM方程为

(1)

式中：δ为失谐系数；κ为反射系数；α为激励系数；C为静电容；R为入射波；S为反射波；V为电压；I为电流；ω为角频率。这些量与膜厚、金属化比例等器件结构相关，对其精确的确定是求解耦合方程模拟器件的关键。

2.2 COM参数提取技术

精确获取COM参数是获得精确仿真的前提。目前提取COM参数的方法有准确理论计算提取法和导纳电测试试验提取法。

2.2.1 准确理论计算提取法

理论提取COM参数需要精确的周期性有限元/边界元模型，我们在COMSOL平台上建立了无限周期的SAW振子理论计算模型[3-5]，实现了基于42°Y-XLiTaO3衬底的IDT结构的能量分布模拟及无限周期振子的频率响应理论计算，如图3所示。

图3 无限周期振子理论计算

声速v为

v=p(fM-+fM+)

(2)

式中：fM-为反谐振频率点；：fM+为谐振频率点；p为半周期。

每周期长度栅格阵反射系数κp为

(3)

每周期长度栅格阵静电容Cp为

(4)

式中：Yr max为导纳实部最大值；fAR为导纳虚部的过零频点；Q为谐振峰处品质因数;fR为导纳实部的频点,且

fR=f0[1-κp/(2π)]

(5)

Δf=f0γp/π

(6)

式中:γp为衰减系数；Δf为导纳实部的半高宽。

(7)

式中αp为传导系数。

联合式(5)～(7)可得换能系数。计算了IDT膜厚170 nm(Al)的COM参数,如表1所示。

表1 COM参数理论提取结果

利用提取的COM参数，在ADS中搭建了振子仿真设计模型，进行了同步振子的仿真设计(振子孔径为39 μm，IDT指条数为300根，反射器数为30根，半周期为0.98 μm)，谐振器传输系数(s12或s21)计算结果如图4所示。

图4 谐振器传输系数仿真设计结果

2.2.2 COM参数的试验修正

根据仿真采用的振子参数，设计了谐振器版图进行电性能测试。图5(a)为提取COM参数的一个电测试系统，利用探针测试系统测试了单电极的导纳曲线(见图5(b))。

图5 COM电测试系统及导纳曲线

图6为仿真与实测振子响应对比。由图可见，仿真与实测响应曲线存在偏差，需进行COM参数修正。

图6 谐振器传输系数仿真与实测对比

利用振子仿真模型对COM参数进行拟合修正，使仿真曲线与实测曲线尽可能重合(见图7)，最终得到了修正的COM参数(见表2)。

图7 修正COM参数后的谐振器传输系数仿真与实测对比

表2 COM参数测试提取结果

利用最终提取的COM参数，在ADS平台中对双通带SAW滤波器进行了仿真，计算结果如图8所示。由图可见，直接电学并联2个单通带滤波器形成的双通带滤波器，其通带波纹、带外抑制及通带间的阻带隔离度均不满足指标要求，需要采用相应的针对技术来改善。

图8 用ADS实现的双通带SAW滤波器仿真

2.3 通带间阻带隔离设计

由于SAW滤波器是采用阻抗元结构为基本单元，其工作原理为：将SAW单端谐振器采用串、并联的方式进行电连接，通过调整各SAW谐振器频率，对零极点进行设计，实现带通滤波的目的，如图9所示，图中,R1、R2分别为串、并联SAW谐振器，ZS为谐振器阻抗，XS为谐振器电抗，Yp为谐振器导纳，Bp为谐振器电纳，frs、frp分别为串、并联谐振器的谐振频率，fas、fap分别为串、并联谐振器的反谐振频率。

图9 阻抗元型SAW滤波器工作原理

因此，在双通带滤波器的设计过程中，同样可通过优化谐振器结构参数的方法来调整单通带滤波器谐振器的谐振频率与反谐振频率，使低频滤波器串联谐振器的反谐振频率尽量接近高频滤波器并联谐振器的谐振器频率。通过两者带外抑制的叠加，使滤波器通带间的阻带抑制得到加强，从而实现高隔离度。

在采用该办法前，双通带滤波器的2个单通带波形(见图10(a)、(b))由于在1 995 MHz滤波器高端处有一谐振器频率偏低，导致凸起处与2 185 MHz低端叠加后的总隔离度为28 dB，而2 185 MHz的低端隔离度可达30 dB(见图10(c))，整体隔离度小于30 dB，不满足指标。

图10 优化前双通带滤波器

调整1 995 MHz高端谐振器的结构，使得“小凸起”靠近2 185 MHz的低端，如图11(a)所示。采用零极点重构方法后的波形如图11(c)所示。可见此时，不仅1 995 MHz的高端隔离度提高到31 dB，且2 185 MHz的低端隔离度也增大到33 dB，通带隔离度整体水平超过了要求的30 dB。

图11 优化后的双通带滤波器

2.4 通带平坦化设计

由于单个SAW滤波器在电学上近似等效为1个电容，而将2个SAW滤波器并联可等效为2个电容并联，阻抗不匹配，彼此影响造成了通带凹陷。

解决该问题，可通过建模和仿真设计选取适当的SAW滤波器结构参数(金属化率、金属膜厚度、指对数、声孔径、反射栅与换能器周期比、输入输出换能器与耦合换能器间距等)后，在SAW芯片上设计和制作恰当的匹配网络来进行阻抗变换，使双通带的波纹均减小。双通带SAW滤波器等效为2个电容并联，以此匹配网络可设计成并联电感的方式，通过设计合适的匹配网络可实现滤波器通带平坦化，使设计的器件性能达到指标要求。

当2个不同频率的滤波器直接并联时，两者间的阻抗不匹配必然造成通带的恶化；由于单个SAW滤波器在电学上等效为1个电容，2个SAW滤波器的并联可等效为2个电容并联，彼此影响会造成通带凹陷，如图12所示。

图12 优化前的双通带滤波器通带表现

考虑到2个SAW滤波器的并联可等效为2个电容并联，因此,在ADS电路中，电路两端各并1个电感来实现阻抗匹配，当两端电感值调到适中数值时，通带波纹得到合适的修正，满足波纹小于1 dB的要求，如图13所示。

图13 两端匹配达到合理值时的波纹表现

3 结果与讨论

根据所设计的滤波器结构进行了加工流片，针对双通带SAW滤波器2个频带叉指指条宽度不同的特点，特别采用了分步曝光和剥离的工艺进行了不同换能器指条的制作，总体工艺流程图如图14所示。

图14 工艺流程图

制备出的滤波器版图如图15所示。采用CSP2520封装的滤波器如图16所示。

图15 滤波器版图

图16 采用CSP2520封装的滤波器样品

在滤波器两端各并联1个8 nH的电感进行调整后，最终的电性能如图17所示。其中1 dB带宽为40 MHz，插损为2.3 dB、隔离度为31 dB，均达到使用要求。

图17 双通带滤波器测试结果

4 结束语

本文提出了一种双端口的双通带SAW滤波器，通过对双通带SAW滤波器声电协同仿真设计，突破了双通带SAW滤波器通带间阻带隔离设计和通带平坦化设计等关键技术。采用分步曝光和剥离工艺技术制备的双通带SAW滤波器样品，其工作频率分别为1 995 MHz和2 185 MHz，插入损耗分别为2.3 dB和2.4 dB，通带波动为0.5 dB，通带间阻带抑制可达31 dB，达到使用需求。该器件的实现有助于未来通讯设备向高性能、小型化方向发展。