20Gbps以上传输速率互连系统受控ISI设计方法

2020-08-31闻春国译

机电元件 2020年4期

范波，闻春国译

(1.西南科技大学外国语学院，四川绵阳，621010；2.四川华丰企业集团有限公司，四川绵阳，621000)

1 引言

为了支持当前计算与通讯系统的高带宽要求，无源互连器件必须具有高速数据传输能力。目前，芯片-芯片与背板链路带宽受到无源器件(封装、板卡、连接器等)带宽的限制，而不受发射器和接收器中有源线路运行速度的限制。由于连接器及其周边器件内在损耗与弥散机理，互连系统在带宽上受到限制。这些非理想状态在低成本封装、PCB和连接器技术中更为明显。图1(a)是常见连接器中各种信道长度对应的插入损耗。

除衰减外，由于通孔、连接器、焊球和短截线等所造成的不连续也严重地限制了信道带宽。这种带宽限制结构中的一些并不是信号通路的一部分，它们的存在仅仅是因为有产品制造或机械结构方面的要求。例如常见背板中的过孔短截线和丝焊的塑料焊球阵列封装中的电镀短截线，它们就没有任何电气方面的用途。由于这些过孔和电镀短截线带来谐振，因而明显地降低了信道的工作带宽，见图1(b)。

现在，我们可以设计阻抗受控的互连系统，使得通过互连器件的信号数据速率提高。此外，借助于精确的补偿技术也可以大大减轻连接器、焊球和短截线等所造成的不连续性。不过，随着数据传输速率的提高，这种补偿效应却在不断减弱。因为该技术在本质上只适用于窄带宽的情形，并且难以抑制随着数据速率提高而产生的总体信道衰减。而信道输性能的改善也会大幅增加其成本。

另一种减轻ISI效应的方法是使用信道均衡方法。可对于短截线长度较长的低成本互连技术而言，其零频特性可能会在使用简单的均衡方法时遇到问题。这就需要用到复杂的芯片上数字信号处理线路来解决。一种备选方案是使用多级信令的方式并将数据压缩进窄小的带宽中。然而，多级信令不仅降低了其信噪比(SNR)，也加大了定时恢复线路的复杂程度，并使得系统能耗相应增加。

有一种备选方案与上述消除ISI的技术不同，即控制ISI并将其塑形为某种已知模式，从而在接收器处高效地检出信号。在这种备选方案中，设计连接系统的目标是使用印制线和过孔短截线对信道响应进行塑形。这样，系统就能获得所需要的特性，能够传输更高的数据速率，并且使发射器和接收器的结构更加简单。

(a)典型信号的插入损耗对不同链路长度作图

(b)丝焊PBGA封装的插入损耗对2.6mm到4.5mm长的电镀短截线作图图1 常见低成本连接器的插入损耗

2 尖端链路的设计

在高速链路设计中，通常使用均衡与信号处理技术来减轻ISI影响。均衡可以补偿信道与频率有关的损耗、板卡与封装中长的印制线的弥散以及因元件过载而造成的弥散。图2以框图形式显示了一条尖端链路。线性反馈均衡器与判定反馈均衡器通常都存在于目前的系统中。线性均衡器是一个使用参数可调的线性滤波器来补偿信道失真的正向输送均衡器(FFE)。它可以作为发射器预加重与/或接收器均衡来使用，如图3所示。尽管接收器均衡有许多优点，但每秒千兆位级并行总线最简单且效益最高的方法还是传输预加重型。传输预加重通过预加重输入信号的高频部分从而补偿该信道的低通量特性，见图3中的传输均衡器的传输函数图。不过，发射器用信号振幅组的一部分来产生紧跟主符号后的预成形符号，从而降低SNR。有发射与接收线性均衡的系统，其性能可以简单地通

图2 一条尖端链路的框图

过时域或频域的线性分析来确定。我们可以通过将滤波器作为并行发射器集成到各驱动模块上的模拟技术来实现预加重滤波器的构造。

判定反馈均衡器(DFE)是一种使用先前判定来消除由先前检出的符号对当前要检出符号所造成的ISI的非线性均衡器。使用DFE的高速互连器件的单比特响应(SBR)情况如图4所示。DFE无法消除前置ISI的影响，因为它们存在因果关系。因此，DFE通常需要与FFE成对使用。DFE是消除后置ISI最有效的方法，因为它与发射FFE相反，并不会减小发射峰值的电压配额，也不会放大信道噪声。不过，如果使用了DFE，那么在设计最初(几个)后驱DFE分接头时线路设计的主要挑战将是在一个(或少数几个)单位时间间隔内关闭反馈回路的计时，如图5(a)所示。这个问题对于第一个FDE分接头而言尤其明显，因为所接收的信号必须要检测，再乘以相应的权重系数，并从输入信号中减去，所有这些仅在一个单位时间内完成。在20Gbps下的2-PAM链路中，单位时间间隔可能仅有50ps那么短。因此，在高速链路中最开始的DFE分接头通常未被移除，或者通过先行计算来展开反馈回路并增加回路中的时延。

图3 沿发射与接收线性均衡器的信道传输函数

图4 采用3个分接头时DFE中第2～4后驱体单比特响应

在分接头数量为一个且回路展开的DFE中，每个周期要进行两次判定。一个比较电路按照假定前一个接收到的信号为1的情形对当前接收到的信号进行判定；另一个比较电路按照假定前一个接收到的码元为0的情形对当前接收到的信号进行判定。一旦我们知道前一个码元为何，就能选择正确的比较电路输出。图5(b)中所示的是一个分接头数量为一个且回路展开的DFE。回路展开的DFE在两个调节过的眼位上做出两次判定，这一过程是通过使用以最初的后驱分接头ISI大小作为补偿的采样器来进行的。图6(a)和(b)分别显示了上眼图和下眼图。这两个眼位分开的程度与最初的后驱分接头ISI成比例。回路展开DFE中的定时限制要在一个单位的时间间隔中容纳一个正反器和一个复用器；这在20Gbps的情况下仍然是一项挑战。分接头数量超过1时，展开回路所需要的取样器的数量会以2分接头数量的方式增加，因此应尽量避免展开分接头数量在一个以上的回路。

(a)标准DFE (b)回路展开的DFE图5 DFE反馈回路中的时延

3 ISI受控链路设计

3.1 局部响应信令

我们假设通讯信道中的ISI现象非常严重，以至于在信号通过信道时，前一个码元被叠加在当前的码元上。也就是说，在n时刻所接收到的信息Yn由公式(1)来确定：

Yn= Xn+ Xn-1

(1)

在这里，Xn为时刻n时所发射的符号。对2-PAM系统而言，如果Xn与Xn-1相等，那么所接收到的信号要么为0要么就为2，否则就为1。因此，如果我们知道Xn-1是什么，我们就能用常规DFE或回路展开的DFE来找出Xn是什么。或者，我们也可以在发射器发射信号之前在该处进行以下的简单预编码：

境内丘陵起伏、沟谷纵横，且大部分区域坡度陡，极易产生水力土壤侵蚀。区内地质出露中生界、新生界地层，中生界侏罗系红色地层出露较为完全（除无自流井组以外），遍及全市各县（市、区），有 7 210km2，占总面积的90%。中生界陆相碎屑沉积的红色沙、泥岩，因含泥质较多、沉积年代新、固结程度差，风化最为严重，风化深20～30 m。尤其是侏罗系的遂宁组红色泥岩风化更严重，风化深30～50m，分布在雁江、安岳、乐至大部，面积为3 382km2，占总面积的42.5%。简阳石盘水库曾出现坝基断裂破碎带，风化深度达50 m。丘陵区的沙、泥岩侵蚀更为严重，沟壑密布，冲积扇遍及沟口，随处可见侵蚀地貌。

Yn= Yn⊕Xn

(2)

(a)上部眼位 (b)下部眼位图6 所接受到的经过调制的眼位

式中，⊕代表XOR运算，并且传递的是Yn而非Xn。这样，我们就很容易证明接收器处的水平2和0对应于Xn= 0，且不论Xn-1的值为何、水平1均对应于Xn= 1。因此，在发射器上进行的编码就献出了在接收器处使用DFE的需要；而且该过程无需增加发射器电压净空要求，这是因为发射序列仍然由1和0所组成。这种信令方式称为双二进制信令，首先是由Lender提出的。如果信道特性并非如此，我们可以在发射器处使用一个线性FFE来对信道进行预编码，使得信道符合双二进制ISI模式。故在系统中，我们通常在信道特性近似于双二进制信道时才使用双二进制信令。双二进制信令已经在一块较长的FR4背板上通过了10Gbps及更高速率验证。同样也存在适用于其他信道的其他响应信令。表1列出了双二进制、双码、改型双二进制和2类等少数常见的几种局部响应系统的特性。

表1 一些局部响应系统特性

(a)频域响应 (b)时域响应图7 频域特性和少数几种部分响应系统脉冲响应：双二进制(类型1)、双码、修正型双二进制和类型2

(a)双二进制 (b)类型2图8 数据速率20Gbps的(a)双二进制和(b)类型2的部分响应信号眼图

图7(a)和(b)显示双二进制、双码、改型双二进制和2类的频率响应及脉冲响应。双二进制信道是一个零频为Ω=π/T的低通量滤波器，双码信道是一个零频为Ω=0的高通量滤波器。改型双二进制信道是一个零频同时为Ω=0和Ω=π/T的通频带。2类信道也是一个零频为Ω=π/T的低通量系统，只是其频响衰减波形与双二进制信道不同。双二进制的眼图与2类系统的眼图分别见图8(a)和(b)。

3.2 多频音信令

上述局部响应方法利用了在信道频率响应第一个陷波之前的信道带宽的一部分。但在第一个纤波之后，信道频率响应有可能恢复为非零值，比如频率响应为1+e-jπfT的双二进制信道就是如此。事实上，频率响应中的陷波间隔距离相等，均为(2k+i)/2T；可以用于信号传输的额外信道带宽存在于每两个陷波之间，因为双二进制传输并没有使用该位置。在这种情况下，我们可以传输由双二进制流和通频带流所组成的多频音序列。

最近，业界提出了一种适用于高速链路的多频音新架构，称为模拟多频音(AMT)。图9(a)中所示的是一种简化的三通道型AMT系统。我们将输入码元流与三条子流并列放置，各子流的速度为总比特率的三分之一。接下来，各子流均被调至各自的载波频率上，合并后的信号通过线路发送。图9(b)为各子信道在接收器输入端频率响应示意图。AMT系统中所有的载波频率均为子流码元速率的整数倍。当ISI不存在时，子流在接收器中用混合器和整合器彼此分隔开来。在出现ISI的实际系统中，正向输送均衡器别放置在各子流的发射器处，以维持接收器处各子流之间的正交状态。发射器处的混合器也与发射均衡器整合在一起，并且在数字域中发挥作用。与常见的非归零(NRZ)系统相似，AMT系统中的每条子流可以在接收器处配备一个DFE，DFE甚至可以存在于各子流之间，以消除后置的信道间干扰(ICI)。不过，AMT中的DFE以子流速率运行，其速率只是系统总比特率的几分之一。因此，时序约束就减轻了很多。在双二进制信道1+e-jπfT上，如果子流速率被设定等于T，那么，信道会在发射器输出端延迟整合信号达一个完整的子流周期，并将其叠加至自身。不过，由于各载流频率为1/T的整数倍，该运算并不影响子流之间保持正交状态。因此，各子流在接收器处被混合与整合后，各子流将作为双二进制序列被分开。因此，我们可以在发射器的各子流上进行双二进制编码，以简化各子流的信号检测。

(a)三通道AMT系统 (b)子信道频率响应图9 三通道AMT系统与子信道频率响应

4 受控ISI信道工程设计

高速链路信道通常在均衡技术的帮助下尽力消除ISI的系统。这样的系统不仅结构相当复杂，还非常耗能。此外，这种链路信道通常通量较低，并伴有高频规律性急剧衰减。虽然它们与第三部分中的低通量部分响应信道类似，但并非完全一样。即使ISI消除型信道陷波类似于双二进制系统陷波，其陷波频率也可能不符合目标信号速率。因此，为了创造等效的部分响应信道，在发射器处设置一定量的均衡是有必要的，而这样做也意味着能量消耗的提高，并降低其信噪比。

图10 使用一条短截线来对信道传输函数进行塑形

图10(a)表示带有单条短截线的互连系统，短截线用来调节其传输特性。通过改变短截线长度和阻抗可以改变系统响应波形。短截线的长度决定零频，其阻抗影响衰减，如图10(b)和(c)所示。短截线长度与初次零频关系见公式(3)。

(3)

添加多条短截线，我们就能非常近似地获得所需的光谱形状，并可通过短截线长度和阻抗在多个点位修改信道的特性参数。因此，在各个短截线位置，信道的特征阻抗可以改变。图11(a)表示配有两条短截线的互连系统。其中一条短截线可以代表一种不连续状态，作为信道的一个部分且无法移除。我们可以有意地添加另一条短截线来改变信道的响应。在短截线之前及之后的印制线的长度分别为l1=50mm和l3=25mm。两条短截线的长度均为l4=l5=14.5mm。通过调整短截线之间的距离，我们可以明显改变互连系统的传输函数，如图11(b)所示。图中的曲线1是添加第二条短截线之前的信道响应。当短截线之间的距离为10mm时，我们得到了曲线2所示的平坦的信道响应。不过，当距离设置为5.0mm和2.5mm时，信道响应在更高的频率处出现峰值，参见曲线3和4。因此，我们可以通过短截线及短截线反射的相互作来大幅改变互连系统的总体信道特性。

图11 使用多条短截线对信道传输函数进行塑形

5 案例分析：一条6英寸FR4芯片- 芯片互连器件

图12(a)中是我们将在本文中研究的芯片-芯片互连系统示意图。该互连器件由一条6英寸FR4 PCB印制线、两个低成本塑料封装、PCB和封装过孔和寄生元器件(Ci和Ri)，以及短截线组成。随着信号通过信道传播，所有这些元器件都会使信号发生衰减与弥散。为了对数千兆赫兹级频率的信道进行分析，我们为信道中无源和有源器件建立了精确的模型。图12(b)是一个点-点差分互连系统的电路示意图，其中有传输线路、终端和一个主驱动的简单模型。我们将研究不同传输方法在该通讯信道上的性能，以验证此方法的有效性。

(a)互连系统

(b)信道模型图12 芯片到芯片互连系统和信道模型

5.1 常见发射与接收均衡

(a)频率响应

(b)单比特响应图13 发射与接收均衡

第一种减轻ISI效应的方法是使用均衡技术。图13(a)中所示的是目标数据速率为20Gb/s的系统在进行均衡前以及进行功率受约束的发射均衡后的传输函数。低成本封装上的电镀短截线在大约14GHz处给信道传输函数带来了一个短截。因为这个原因，发射均衡器不得不大幅衰减传输数据的低频部分，并使得总体的均衡后传输函数变得扁平。这导致SNR在接收端产生严重损失。图13(b)中所示的是系统原始SBR和均衡后的SBR。图14(a)和(b)分别为使用标准DFE均衡后的眼图，以及使用一个分接头且回路展开的DFE均衡后的眼图。尽管使用标准DFE所接收到的眼图显示出一定程度的张开，但使用回路展开的DFE很明显地改善了系统的电压余量和时间余量。

(a)使用标准DFE

(b)使用分接头数量为一个的回路展开的DFE图14 有发射与接收均衡的眼图

5.2 双二进制信令的信道工程设计

第二种方法是通过在板卡和封装上设计印制线短截线来改变信道特性，并以此来匹配双二进制系统特性，如图15所示。设计这些短截线的目的是在系统最大工作频率下设置零值。我们可以调整印制线的长度与阻抗来控制响应的频率特性形状。短截线印制线长度为3.75mm。

图15 改变互连系统整体特性的封装和PCB实例

图16(a)中所示的是理想双二进制、原有和修正后系统的传输函数。修正后的传输函数非常匹配双二进制系统的传输函数，并且在10GHz的奈奎斯特频率上出现零值。尽管原系统的传输函数显示在10GHz可以传输更多的能量，但ISI非常严重，以至于无法可靠地传输速率为20Gbps的数据。改进后的系统引入了总量受控的ISI，因此系统在不需要任何发射或接收均衡器的情况下就表现出电压余量和时间余量上的极大改善，如图16(b)所示。

(a)理想双二进制、原信道和修正后信道与频率的函数关系

(b)修正后的眼图图16 修正后信道与频率的函数关系图及眼图

(a)修正型芯片到芯片互连系统

(b)发射和接收的波形图17 信号通路眼图、发射波形和接收器处的波形

在高频下，频谱内容减少，局部响应信令具有更好的抗串扰、抗反射特性以及较低的电磁干扰(EMI)。局部响应信令可以降低所需的最大频率，因为它允许总量受控的ISI存在。

图17(a)中所示的是芯片到芯片系统从输入到输出的信号通道眼图。传输媒介将二进制NRZ码元转化为双二进制或2类多级相关码元。图17(b)中是修正后的二进制数据模式和接收到的波形。我们通过信道时延来改变输入波形，以此显示信道对于输入的影响。输出码元为发射器所发出的当前码元与前面的码元之和。

5.3 AMT信令的信道工程设计

图18表示原有信道频率响应(分贝)和损耗角正切。对频率响应仔细检查后显示，信道响应在第一次陷波频率后开始反弹，达到损耗角正切，与图10(b)中的情况类似。不过，其响应由于信道中断的存在而受到抑制。如果没有这些其他的不连续，信道响应会在第一次陷波后反弹至损耗角正切，在20GHz以下时，其衰减小于20dB。因此，第一次陷波后，部分可用信道传输容量就浪费了。本节所研究的第三种方法即是延长封装上电镀短截线的长度，将主陷波频率移至低频，如图18所示。虽然这样的修正降低了第一次陷波前信道的带宽，但这也使信道响应在受到其他不连续抑制值前可反弹至损耗角正切。

至此，信道在可用频率上的频率响应主要取决于一条单短截线，而短截线又具有周期性频率响应，便在15GHz时产生又一个陷波。结果与图9(b)类似，5GHz到15GHz之间的全通频带信道都打开了，可以用AMT发射器来完成通频带信号传输。AMT系统要求采用三条信道(一条10Gb/s双二进制基带信道和两条正交10Gb/s双二进制通频带信道)，以达到总计30Gb/s的数据速率。图19(a)-(c)表示优化后的AMT系统在该信道上的三条子流的眼图。

图18 原有和改进后的频率响应

由于改进后的信道并不会像理想的双二进制信道那样完全恢复至0dB，AMT系统需要具备一定数量的信号传输均衡器，或在接收器前端加装一个线性均衡器(10GHz时，增益为10dB)。AMT系统的接收器同样需要在各子流上配置一个分接头数量为一的DFE；该DFE回路时间为200ps，以消除各子流第二次后驱ISI。虽然这种方法增加了系统的复杂性，但其数据速率比前一种方法高出50%。图20是均衡后降频转换前三条子流在接收器输入端的信号响应。