用于微电网储能装置的新型双向变流器

严志星，徐铭康，孙劼，陈渊睿

(1.华南理工大学 电力学院，广东 广州 510641；2.国网浙江省电力有限公司台州供电公司，浙江 台州 318000)

利用储能装置优化可再生能源接入微电网时的功率不平衡问题，是国内外工业界与学术界研究的热点[1-3]。低压储能装置一般由蓄电池或者超级电容组组成，其电压通常在40～60 V。作为低压储能装置和400 V高压直流母线的接口以及微电网的硬件基础，高增益双向DC/DC变流器在微电网中是不可或缺的[4-7]。

高增益双向DC/DC变流器一般分为隔离型和非隔离型[8]。在隔离型变流器中，变压器漏感会造成严重的电压尖峰，这会损坏器件并降低变流器效率[9]。相比较而言，非隔离型变流器具有效率高、成本低、控制简便的优点[10]。因此，在直流微电网中不需要电气隔离的场合(如电力弹簧[11]等)，可以优先采用非隔离型变流器。传统的半桥结构是最简单的非隔离型双向变流器，但反并联二极管的反向恢复问题限制了电压增益[12]。非隔离型变流器中，通常采用开关电容电路[13-14]、耦合电感电路[15-16]、内置变压器电路[17-18]进一步实现高电压增益。开关电容电路具有体积小、功率密度高、电压应力低、电压增益高等优点。然而，由于在低压侧存在电流过冲，开关电容电路仅适用于小功率场合[15]。与此同时，耦合电感电路先将能量存储到磁性器件中，再通过另一个绕组释放能量，从而实现增益高的优点[16]。内置变压器由于存在磁通平衡的特点，可以使用较小的磁心并避免出现磁饱和现象[17]。

另一方面，随着储能装置功率等级的提高，储能侧的电流和电流纹波随之增大[19]，而较大的电流纹波会缩短储能元件的使用寿命[20]；因此，多相交错并联技术受到了众多学者的关注，因为其可以通过交错技术减少储能元件侧的电流纹波，并通过并联技术减小开关器件的电流应力。文献[15]提出了一种储能侧采用交错并联耦合电感电路、高压侧采用开关电容电路升压的变流器；但该变流器中耦合电感的耦合系数为特定值，在实际工程中设计困难。文献[17]提出将内置变压器电路放置在交错并联的Buck-boost电路和一个半桥电路中，从而得到电压增益高、全范围软开关的优点；但由于其不具备电压调节能力，不适合应用在微电网储能装置中的双向变流器。文献[21]中提出了一种基于耦合电感电路的混合型双向变流器，但其控制方式复杂。

基于上述分析，本文提出一种应用在微电网储能装置的新型双向变流器。该变流器具有电压增益高、全范围软开关、储能侧电流纹波小、控制简便的优点。通过采用两相交错技术，使低压储能侧的电流纹波大幅减少；通过采用合理的并联方式，使低压储能侧的开关管电流应力减小；通过将辅助三电平电路集成到一对交错半桥双向电路中，可以同时实现电压增益高和器件应力低；除此之外，变压器两侧的电压可以在较宽的低压侧电压范围内实现电压匹配，在不同的电压增益下均具有较高的转换效率。

1 双向变流器结构和工作原理

1.1 双向变流器结构

本文提出的双向变流器如图1所示，其中包含一对交错半桥双向电路和一个辅助三电平电路，通过一个内置变压器将它们集成到一起。图1中：UL为储能电池侧电压；UH为400 V直流母线电压；iH为直流母线侧电流；L1、L2为储能侧滤波电感值；内置变压器的变比n=N1/N2；Lr为变压器原边的漏感和额外的电感值之和，iLr为漏感电流；Lm为变压器副边的等效励磁电感值，iLm为励感电流；C1、C2、C3分别为箝位电容器C1、C2、C3的电容值；iL1、iL2为储能侧滤波电感的电流；iL为储能电池侧的电流；S1—S8为开关管。变压器原边a、b两点之间的电压和副边c、d两点之间的电压分别定义为uab和ucd，变压器原、副边的电压都为三电平波形。由于所提出的双向变流器可以实现功率的双向传递，将能量流从UL传递至UH定义为放电模式，反之为充电模式。

图1 本文提出的双向变流器电路图Fig.1 Circuit diagram of the proposed bidirectional converter

图2显示了所提出双向变流器在放电模式时的关键工作波形及相应的开关管导通时间。图2中：θ为角度；θ0—θ8为开关管开关瞬间导通角；φ为uab和ucd之间的移相角，即S2和S3之间的移相角；D为开关管S1和S7的占空比，S1的驱动信号滞后S7的驱动信号180°；开关管S6和S8具有相同的占空比D，S6的驱动信号滞后S8的驱动信号180°；S2、S4和分别与S1、S7互补导通，S3、S5分别与S6、S8互补导通。传输功率可以通过调节φ而改变化。由于储能电池的电压是随电量而波动的，当储能侧的电压变化时，调节占空比D就可以使UC1=n(UH-UC1)/2(其中UC1为电容器C1上的电压)，从而实现内置变压器原、副边的电压匹配，提高转换效率。

图2 双向变流器放电模式时的关键波形Fig.2 Key operating waveforms of the proposed converter in discharging mode

1.2 工作原理

如图2所示，变流器的一个工作周期可以分为16个工作模态。由于模态是对称的，下文仅对半个周期的工作模态(θ0—θ8)进行分析。

工作模态1(在θ0之前)：如图3(a)所示，S1、S4、S5、S6导通。C1上的电压为UC1；C2和C3上的电压为(UH-UC1)/2；uab和ucd的电压幅值分别为-UC1和-(UH-UC1)/2；由于实现了变压器两侧电压匹配，漏感电流iLr的斜率为0；励感电流iLm线性上升。

工作模态2(θ0—θ1)：如图3(b)所示，S4关断。iL2和iLr的电流之和给S7的结电容放电并给S4的结电容充电，直到S7的结电容Cs7彻底放电；S7的体二极管导通。

工作模态3(θ1—θ2)：如图3(c)所示，S7的驱动信号到来，实现零电压开通。uab的电压幅值变为0；ucd的电压幅值保持-(UH-UC1)/2；可得漏感电流

(1)

式中Ts为一个工作周期。

工作模态4(θ2—θ3)：如图3(d)所示，S5关断。iLm和niLr的电流之差给S8的结电容放电并给S5的结电容充电，直到S8的结电容Cs8彻底放电；S8的体二极管导通。

工作模态5(θ3—θ4)：如图3(e)所示，S8的驱动信号到来，实现零电压开通。uab的电压幅值保持为0；ucd的电压幅值变为0；可得漏感电流

iLr(θ)=0,θ∈(θ2,θ4].

(2)

工作模态6(θ4—θ5)：如图3(f)所示，S1关断。iL1和iLr的电流之差给S2的结电容放电并给S1的结电容充电，直到S2的结电容Cs2彻底放电；S2的体二极管导通。

工作模态7(θ5—θ6)：如图3(g)所示，S2的驱动信号到来，实现零电压开通。uab的电压幅值变为UC1；ucd的电压幅值保持为0；可得漏感电流

(3)

工作模态8(θ6—θ7)：如图3(h)所示，S6关断。iLm和niLr的电流之和给S3的结电容放电并给S6的结电容充电，直到S3的结电容Cs3彻底放电；S3的体二极管导通。

工作模态9(θ7—θ8)：如图3(i)所示，S3的驱动信号到来，实现零电压开通。uab的电压幅值保持为UC1；ucd的电压幅值变为(UH-UC1)/2；可得漏感电流

图3 双向变流器放电模式时的工作模态Fig.3 Operation mode of the proposed converter in discharging mode

iLr(θ)=iLr(θ6) ，θ∈(θ6,θ8].

(4)

漏感电流iLr的斜率保持为0，即内置变压器始终保持两侧电压匹配，从而确保循环电流小、所有开关管均能实现零电压开通。在充电模式下，变流器的工作原理与放电模式相似，此处不再赘述。

2 双向变流器稳态分析

基于上文的工作模态分析，变压器原边uab的电压幅值计算公式可推导为

(5)

变压器副边ucd的电压幅值计算公式可推导为

(6)

根据式(5)和式(6)可以得到变流器的电压增益

(7)

根据图2，移相角可通过占空比D进行表示：

(8)

基于工作模态的分析，可以得到传输功率

(9)

基于式(9)，得到传输功率P与占空比D、移相角φ的关系如图4所示。在实现电压匹配后，可通过UL和UH固定占空比D，P随着φ单调变化；因此，控制方式分为电压匹配控制和功率流动控制2个部分。图5为系统的控制框图，其中Pref为所传输功率的参考值。首先，电压匹配控制部分通过UL和UH得到D的值；然后，功率流动部分通过PI调节器调整φ，实现单一变量调节P；最后，利用所得到的D和φ，根据如图2所示的关键波形进行PWM，从而得到开关器件的驱动信号。

图5 系统控制框图Fig.5 System control block diagram

图4 传输功率P与占空比D、移相角φ的关系Fig.4 Relationships between transmission power P and duty ration D and phase shifting angle φ

本文所采用的控制方法不仅实现了占空比D和移相角φ之间耦合关系的解耦，还具有单变量控制的特点，通过占空比实现电压匹配控制，通过移相角实现功率流动控制。

3 与现有双向变流器的对比

将本文所述应用于微电网储能装置的双向变流器与传统半桥变换器、隔离全桥变换器以及文献[15-17]中提出的新型储能变流器进行性能对比，结果见表1。文献[15]采用耦合电感电路与开关电容电路串联，具有电压增益高的优点，但其不具备软开关的性能。文献[16]在2个传统半桥变换器中引入耦合电感电路，在实现软开关的同时也具有电压增益高的优点，但是其没有交错结构，低压侧电流纹波较大。文献[17]将内置变压器应用在3个传统半桥变换器中，同时兼具电压增益高、低压侧电流纹波小的优点，但其电压调节范围窄，当储能电池电压变化时，该变流器会丢失软开关而且效率会严重下降。

表1 不同双向变流器的性能对比Tab.1 Properties comparison of different bidirectional converters

通过在开关管数量、低压侧交错相数、理论电压增益、储能侧电压调节范围、理论软开关范围和储能侧电流纹波方面的对比，可以看出本文所提出的变流器具有电压增益高、储能侧电压调节范围宽、全范围软开关、储能侧电流纹波小等优点。除此之外，本文所提出的变流器与文献[17]的电压增益相同，但文献[17]所提出的变流器只可以在特定的占空比实现内置变压器的电压匹配，因此其储能侧电压调节范围窄，当储能侧电池电量变化时(即电池电压变化时)，该变流器会丢失软开关且效率下降。综上，本文所述的双向变流器更适用于作为储能装置和高压直流母线的接口。

4 实验验证

制作一台1 kW的实验样机，用以验证所提出变流器的可行性。样机的实验硬件结构如图6所示，相关实验参数见表2，其中频率fs=1/Ts。开关管S1、S2、S4、S6、S7、S8型号为IRFP4668，S3、S5型号为IRFP360。

表2 实验样机参数Tab.2 Parameters of experimental prototype

图6 实验硬件结构Fig.6 Experimental hardware structure

实验样机在额定功率下的实验波形如图7所示。由图7可以明显观察到实验中实现了电压匹配，即当uab=nucd时漏感电流的斜率为0。除此之外，根据图5，当电压匹配控制部分通过两侧电压得到占空比D的值之后，功率P的调节通过调整移相角φ来实现。由图7可以看出，在不同占空比D、相同传输功率P时，移相角φ的变化不大，与图4吻合。实验验证了所采用的控制方法不仅实现了占空比D和移相角φ在调节传输功率P时的解耦，还实现了电压匹配和功率传输两者单变量控制，电压匹配通过调节占空比实现，功率流动通过调节移相角实现。

图7 变压器两侧电压与漏感电流波形Fig.7 Voltage waveforms on both sides of transformer and leakage inductance current waveforms

图8为充电模式下，低压侧电压UL=50 V时，低压侧电流波形和电感L1、L2的仿真电流波形。可以看出，在两相交错的情况下，低压侧电流纹波大幅减少，并且纹波频率变为原来的2倍，从而可以减少储能侧滤波器，延长储能元件的使用寿命。

图8 低压侧电流纹波波形Fig.8 Waveforms of current ripple at the low voltage side

图9为在不同储能侧电压下所测量的实验效率η。可以发现，在相同储能侧电压和传输功率下，放电模式和充电模式的效率是接近的，这表明所提出双向变流器的效率与功率流动的方向无关。除此之外，传输相同的功率时，在不同的储能侧电压下效率变化不大，这表明所提出双向变流器的储能侧电压可变化范围较宽，适合应用在储能装置中。

图9 不同储能侧电压UL下的效率曲线Fig.9 Efficiency curves under different UL voltages

5 结束语

本文提出了一种用于微电网储能装置的新型双向变流器。通过将一个辅助三电平电路与一对交错半桥双向电路集成在一起，可以同时实现电压增益高和储能侧电流纹波小的优点。通过2个电路的串联，降低了开关管的电压应力。根据变流器两侧电压调节占空比，可以实现内置变压器的电压匹配，从而降低循环电流，提高转换效率，并实现全范围的软开关。当电压匹配控制部分通过两侧电压得到占空比的值之后，功率的调节通过调整移相角来实现。与现有的双向变流器相比，本文所述变流器具有电压增益高、储能侧电压调节范围宽、全范围软开关、储能侧电流纹波小等优点。最后，设计了1台储能侧电压40～60 V、高压直流母线侧电压400 V、额定功率1 kW的样机进行实验验证，结果表明本文所述变流器适用于作为储能装置和高压直流母线接口。