基于谐波系数幅值平均的复合调制引信抗扫频式干扰方法

2020-07-25陈齐乐郝新红闫晓鹏乔彩霞王雄武

北京航空航天大学学报 2020年7期

陈齐乐，郝新红，闫晓鹏，乔彩霞，王雄武

（北京理工大学机电学院，北京100089）

无线电引信具有体积小、定距精度高、适宜全天候作战等特性，受到各国重视［1-2］。随着无线电引信对抗技术的发展，现代战场电磁环境日益复杂，无线电受到背景噪声和电子干扰的严重威胁［3-4］。其中，扫频式干扰作为一种常见的无线电引信电子干扰方式，通过载波频率在一定频带范围内快速扫描，结合了压制式干扰和瞄准式干扰的特征，对无线电引信的干扰效果显著［5］。连续波多普勒引信、连续波调频引信的静态扫频干扰对抗试验结果也验证了这一点［6］，无线电引信抗扫频式干扰性能应当受到重视。

为提高无线电引信在扫频式干扰作用下的可靠性，相关学者做了大量研究，并提出了许多抗干扰方法。抗干扰研究的一个方向是提取更多信号特征来区别干扰信号和真实目标回波信号。如利用频谱［7］、信息熵［8］及增量更新［9］等特征采用支持向量机对引信接收信号分类，或者利用调频谐波时序信息抑制干扰［10］，这些方法在不改变引信体制的前提下显著提高了引信抗干扰性能。抗干扰研究的另一个方向是设计新体制引信，增加引信发射波形带宽和调制特征，提高引信抗干扰性能。频率捷变［11］、多载波［12］、超宽带［13］及调相与调频复合调制［14］等多种新体制引信在抗干扰方面取得了显著效果。其中，混沌码调相与线性调频（CCPM-LFM）复合调制无线电引信（以下简称复合调制引信）兼具混沌码调相和线性调频的特性，具有优良的探测性能［15］，近几年逐渐受到重视，但复合调制引信的抗扫频式干扰性能较少研究。

本文针对复合调制引信抗扫频式干扰问题，首先分析了复合调制引信在扫频式干扰作用下的响应，并针对复合调制引信在干扰作用下输出服从随机分布的特点，在瞬时相关和谐波解调串联（ICHD）定距算法原理的基础上，利用相干累积的方法提高引信抗干扰性能。采用快速傅里叶变换（FFT）算法代替带通滤波器提取谐波包络，并将多次FFT所得谐波系数幅值平均。仿真结果表明：本文方法在满足引信定距精度的前提下，能够有效抑制扫频干扰。

1 扫频式干扰作用下复合调制引信的响应

1.1 复合调制引信定距原理

复合调制引信原理如图1所示。调制信号生成模块产生频率为fm的锯齿波调制信号，控制射频压控振荡器（VCO）产生锯齿波调频信号，混沌码生成模块产生非周期混沌码序列控制调相器对VCO产生的锯齿波调频信号相位调制，复合调制信号经环形器由收发天线辐射出去；目标回波信号同本地参考信号混频获得携带目标信息的复合调制差频信号，经视频放大、A／D转换后送到信号处理模块获取目标距离信息。

若引信发射信号时间t，复合调制发射信号st（t）可表示为

式中：At为发射信号功率；f0为载波频率；T＝1／fm为锯齿波调频周期；Tc为混沌码码元宽度；P＝T／Tc为一个调频周期时长内的混沌码数；调制频偏为B，调频率为β＝B／（PTc）；｛ck，n＝±1｝表示混沌码，k为任意调频周期内混沌码序号，n为调频周期序号，k＝0，1，…，P-1，n＝0，1，…，∞；不同调频周期对应的混沌码序列不同，v（·）表示时宽为Tc的门函数，rect（·）表示时宽为PTc的门函数。

假设引信同目标初始距离为R，弹目径向相对运动速度为v0，则目标回波信号sr（t）可表示为sr（t，τ）＝Ae（τ）st（t-τ）

式中：τ＝2（R-v0t）／c为目标回波信号时延，c＝3×108m／s为光速；Ae（τ）为衰减因子。

目标回波信号同本地参考信号混频后所得复合调制差频信号sid（t，τ）可表示为

通常情况下，引信探测距离较近，目标回波信号时延τ≪T，可以忽略复合调制差频信号频率非规则区，幅度归一化的复合调制差频信号可简化为

复合调制引信采用ICHD获取目标距离信息。若引信预设起爆延时τ0，信号处理电路首先将模数转换后的复合调制差频信号同延时τ0的混沌码作瞬时相关以保存混沌码的相关特性，令tn＝t-nPTc，瞬时相关所得信号scor（tn）可表示为

图1 复合调制引信原理框图Fig.1 Functional block diagram of hybrid modulation fuze

1.2 扫频式干扰模型

扫频式干扰按照频率步进产生干扰信号，使得干扰信号能量可以集中在各个扫描频点［2］。设干扰机的扫频起始频率为fj0，扫频终止频率为fjw，扫频步长为Δf，每个频点驻留时间为Tdw，总扫描点数为78，干扰信号sj（t）可表示为

1.3 扫频式干扰对引信的作用结果

式中：⊙表示卷积；F｛·｝表示傅里叶算子。

干扰差频信号经瞬时相关后，所得信号频谱为中心频率跳变的调频信号频谱同混沌码频谱的卷积。干扰作用下复合调制引信响应如图2所示。干扰差频信号随着干扰信号载波频率变化，其频带逐渐覆盖引信带通滤波器带，某次谐波能量进入带通滤波器。干扰信号能量远大于真实回波能量，使得引信输出信号幅值达到起爆门限，引信被干扰。

图2 扫频式干扰效果示意图Fig.2 Schematic of sweep jamm ing effectiveness

2 基于谐波系数幅值平均的抗干扰方法

基于谐波系数幅值平均的抗干扰方法原理如图3所示。与ICHD定距算法相比，该方法在瞬时相关后，利用FFT算法提取谐波包络，每次FFT时长为PTc，然后将G次FFT所得谐波系数幅值平均，利用混沌码的统计特性实现抑制干扰。

2.1 基于FFT的谐波提取方法

由于弹目相对运动速度远远小于电磁波传播速度，一个调频周期时长弹目距离可以认为不变，目标回波信号时延可以建立如下离散模型：

图3 基于谐波系数幅值平均的抗干扰方法原理Fig.3 Schematic diagram of anti jammingmethod based on harmonic coefficient amplitude averaging

2.2 谐波系数幅值平均算法的定距原理

2.3 扫频式干扰抑制原理

干扰作用下，复合调制引信输出为零，干扰完全被抑制。

谐波系数幅值平均算法在牺牲引信部分实时性的前提下，能够有效抑制复合调制引信相关旁瓣及扫频干扰，其实时性和旁瓣及干扰抑制性能与所取G值有关，通过合理选择G值，能够使引信在满足实时性的条件下有效抑制相关旁瓣和扫频式干扰。

3 仿真与分析

本节通过MATLAB仿真验证了基于谐波系数幅值平均算法的定距性能和抗干扰性能，仿真参数设置如表1所示。

3.1 距离分辨力

谐波系数幅值平均算法是在ICHD定距算法基础上，对不同调频周期谐波系数幅值平均实现抗扫频式干扰目的，定距原理上并没有本质区别。算法定距性能仿真结果如图4所示，仿真纵轴为引信输出电压U，图中蓝线表示ICHD定距算法输出包络，绿线为G＝10时谐波系数幅值平均算法输出，红线表示G＝50时谐波系数幅值平均算法输出，黄线表示G＝100时谐波系数幅值平均算法输出。在G分别取值10、50和100时，引信在R＝6m时输出主瓣，主瓣宽度为（6±3）m，距离分辨力同ICHD保持一致。谐波系数幅值平均算法输出主瓣随着G取值增大略有下降，这是因为随着G值的增大，累加的各个周期差频信号频谱逐渐不再可以近似认为稳定不变。

表1 仿真参数Table 1 Sim ulation param eters

图4 定距算法仿真结果Fig.4 Simulation results of ranging algorithms

3.2 距离旁瓣抑制

为便于分析谐波系数幅值平均算法对距离旁瓣的抑制效果，将图4纵坐标转化为dB形式，其结果如图5所示。可以看出，ICHD定距算法输出旁瓣约为-12 dBm，G＝10时谐波系数幅值平均算法输出旁瓣约为-18 dBm，G＝50时输出旁瓣约为 -22 dBm，G ＝100 时输出旁瓣约为-23 dBm，即谐波系数幅值平均算法的距离旁瓣抑制效果同G值选择有关，通过选择合适的G值能够将距离旁瓣抑制10 dB以上。

3.3 扫频式干扰抑制性能

在输入信干比SJR＝-10 dB下，扫频式干扰作用下引信响应结果如图6所示。可知，在干扰作用下，ICHD输出约为-4 dBm，而G＝10时谐波系数幅值平均算法输出约为-10 dBm，G＝50时输出约为 -14 dBm，G ＝100时输出约为-16 dBm。谐波系数幅值平均算法干扰抑制效果同G值选择同样有关，通过选择合适的G值能够将干扰抑制10 dB以上。

为了进一步分析谐波系数幅值平均算法抗干扰性能，仿真了不同G值，引信能够正常工作的最大SJR，其结果如图7所示。可以看出，ICHD定距算法（对应G＝1）的最大SJR＝-14 dB；G＝10时谐波系数幅值平均算法的最大 SJR ＝-20 dB；G＝50时谐波系数幅值平均算法的最大SJR＝-23.5 dB；G＝100时谐波系数幅值平均算法的最大SJR＝-24.6 dB。

图5 距离旁瓣抑制Fig.5 Ranging sidelobe suppression

图6 扫频式干扰抑制Fig.6 Sweep jamming suppression

3.4 G值对算法性能的影响

选取距离旁瓣最大值和干扰作用下引信输出最大值为指标，不同G值下谐波系数幅值平均算法对距离旁瓣和干扰的抑制结果如图8所示。可以看出，随着G值的增大，距离旁瓣和干扰输出抑制效果逐渐提高，但抑制效果提升取数逐渐趋于平坦，当G＞100后提升效果低于1 dB。且根据3.1节分析，G值会使相关主瓣降低，G的取值是算法的一个重要影响因素，比较理想的G的取值为G＝50。