带有最大功率点跟踪算法的改进型分时复合控制策略

樊 轶, 陆 凡, 王文轩, 刘明祥

(南瑞集团(国网电力科学研究院)有限公司，南京 211000)

随着环境污染及能源短缺日益严重，世界各国越来越注重对可再生清洁能源的开发与利用，太阳能由于分布广泛、可以直接被利用等特点得到广泛应用[1]。按照光伏发电系统与电网的关系，光伏发电系统可分为离网型和并网型光伏发电系统两类[2]，在并网系统中光伏并网逆变器作为能量变换的核心部分，对于整个系统的性能具有重要的影响。考虑到光伏阵列输出电压较低且变化范围较宽，且在中、小功率等级系统中，非隔离型拓扑相较隔离型拓扑具有拓扑形式简单、效率高及造价便宜等优势[3]，最终采用两级式的非隔离型逆变拓扑结构作为研究对象。

目前，两级式单相光伏并网逆变器较为常见的控制策略包括以下几种：文献[4]所述的传统的两级式控制策略，前级DC/DC变换器负责实现最大功率点跟踪(maximum power point tracking，MPPT)以及电压抬升的功能，后级DC/AC变换器实现并网电流控制。区别于传统控制策略的控制思想，文献[5]提出一种分时复合控制策略，系统中开关管只有一部分进行高频工作，另一部分处于工频开关或者不工作的状态。与分时复合控制策略核心控制原理类似，文献[6]提出一种双模式双载波正弦脉宽调到(sinusoidal pulse width modulation, SPWM)控制策略，其中一种应用拓扑前级为交错并联Boost变换器，后级为全桥逆变电路，控制方法的电路工作模态与文献[5]所述类似。

现在分时复合控制原理结构的基础上，提出一种带有MPPT算法的改进控制方案，并对光伏侧电压二次脉动产生的根本原因及抑制方法进行了分析，给出了基于分时复合控制策略的输入端解耦电容的优化设计。最后，结合详细的损耗分析计算对比分析了两级式光伏并网逆变器的传统控制策略及改进分时复合控制策略，利用MATLAB/Simulink软件进行了仿真分析，并搭建了两台原理样机进行实验验证。

1 带有MPPT算法的分时复合控制策略原理

1.1 系统结构

传统控制策略下的两级式光伏并网逆变器具有实现简单、动态响应好、控制稳定性强和方便实验调试等优点，但也存在开关损耗大、母线电容体积大及转换效率较低的缺点[7]。为了克服传统控制方法存在的问题，改善变换器特性，文献[5]提出了一种采用分时复合控制的两级式并网逆变器系统，如图1所示，即在传统两级式并网逆变器的前级Boost电路输入侧跨接一个旁路二极管Db。

其控制原理如图2所示，当前级Boost斩波电路工作在高频调制状态时，后级全桥逆变器的开关管保持工频开关(即Vin<|vAC|，称为“Boost模式”)；反之，当后级全桥逆变器处在高频工作状态时，前级Boost电路不工作(即Vin>|vAC|，称为“Buck模式”)，Boost输入电感Lb及续流二极管Dc被短路，光伏阵列输出能量经过Db向后级传输。因此，相比采用传统控制策略的两级式并网逆变器，采用分时控制策略时器件的开关次数要少得多，从而开关损耗也得到减少，有利于提高系统效率。同时，采用分时复合控制的前级Boost电路输出电压(即系统母线电压)不需要像传统控制策略一样保持恒定，为此，母线电容的容值可以得到显著减小，传统控制中母线采用的大体积电解电容可以用体积较小的薄膜电容来代替。

图1 分时复合控制光伏并网逆变器结构

图2 分时复合控制原理示意简图

此外，分时复合控制策略下针对“Buck”和“Boost”两种模式的并网电流环路分析与小信号建模已在文献[8-9]中给出了详细推导。

1.2 光伏侧电压二次脉动分析与抑制

光伏阵列输出电压脉动会导致其利用率降低，因此，为了保证光伏阵列利用率在要求之内，需要在逆变电路或者在光伏阵列输出端增加电解电容作为能量解耦单元。但加入解耦电容后，光伏阵列输出电压仍然存在二次脉动，若采用此电压作为MPPT外环的实时反馈信号，会对最大功率点跟踪算法造成干扰，导致算法产生误判，因此在进行调节之前，还需要通过加入二次脉动抑制环节对电压脉动进行抑制。为此，首先对系统输入侧二次谐波电压的产生进行说明。

图3所示为光伏并网逆变器结构简图，其中并网逆变器功率因数(PF)接近1，则此时网侧输出功率可以表示为

pg(t)=vg(t)ig(t)=VgIg·2sin2(ωot)=

Po·2sin2(ωot)

(1)

式(1)中：Vg、Ig分别为网侧电压、电流的有效值；ωo为电网电压角频率。

图3 光伏并网逆变器结构简图

首先，假设光伏阵列工作于最大功率点处，并且输入电容CPV两端电压为一恒定直流量，则有vin=UMPP。忽略电路中的能量损耗，由功率守恒得：Po=PMPP=UMPPIMPP。此时，流入变换器的电流为

IMPP·2sin2(ωot)

(2)

流过输入电容CPV的电流为

iCPV=IMPP-iin=IMPP[1-2sin2(ωot)]

(3)

(4)

为了防止输入侧电压的二次脉动对MPPT算法造成误判，在输入电压采样与MPPT环路的电压反馈之间需要加入一个谐振控制器，此控制器仅对二次谐波分量进行衰减(二次谐波陷波器)[10]，将采样电压中的二次脉动滤除或使其大幅减小，从而达到提高MPPT算法精确度的目的。光伏阵列输出电压中存在的脉动频率为两倍电网电压角频率(100 Hz)，因此，对应不同Q(品质因数)下谐振控制器传递函数的伯德图如图4所示，为了保证较好的滤波效果，Q的取值范围一般在0.5～1.5。

图4 不同品质因数(Q)下谐振控制器传递函数幅频、相频曲线

图5 分时复合控制光伏并网逆变器控制框图

1.3 带有MPPT算法的改进型分时复合控制策略的实现

对于光伏并网逆变器而言，将光伏阵列输出能量最大化地传送至网侧是整个控制系统的一个重要组成环节，因此提出一种带有MPPT算法的改进型分时复合控制策略，其控制思想为：输入功率采样和功率控制环节作为外环控制，保证光伏系统向电网输送功率最大；电网电压、电流采样和SPWM调制环节作为内环控制，保证优良的并网电流质量，控制框图如图5所示。

外环控制部分采样光伏阵列输出电压、电流，通过MPPT算法(选取扰动观察法，P&O)得到MPPT电压环的电压给定Vref；同时，将采样得到的光伏阵列输出电压vPV经过数字二次陷波器滤除二次谐波分量，作为电压环的电压反馈。上述两个电压信号之差经PI调节器，得到并网电流幅值的给定信号Iref再与相位信号相乘，获得完整的并网电流给定信号iref；此外，将MPPT算法得出的光伏阵列输出电压参考值Vref和电网电压瞬时绝对值|vAC|进行比较，判断系统工作于“Buck”或“Boost”工作模式，针对不同的工作模式采用1.1节所述的不同进网电流控制策略。

1.4 分时控制策略下光伏侧功率解耦电容的优化设计

当光伏电池的输出电压存在脉动时，将会导致光伏电池的输出功率相较没有电压脉动时的功率小。根据式(4)可得解耦电容表达式：

(5)

选择光伏产品：韩华SF220 Poly x-tra系列235wp组件(多晶硅)为1 kW光伏系统提供能量，根据式(1)～式(5)得到1 kW功率等级下，光伏阵列输出侧解耦电容容值为

(6)

图6为基于分时复合控制的变换器输入/输出电压、电流波形示意图，变换器的输入电流由两部分组成，分别对应“Buck”和“Boost”工作阶段(不考虑电流纹波)，此时假设光伏阵列输出电流为一直流量IPV，可以得到一个周期内分时复合控制下输入侧电容电流icin的有效值如式(7)所示。

(7)

式(7)中，θ1=28.8π/180，θ2=115.2π/180，Vin=150 V，则Icin=4.52 A。

图6 分时复合控制变换器输入/输出电压、电流波形

综上所述，输入电容需要满足如下要求：容值CPV=872 μF，二次脉动电流有效值Icin=4.52 A。

2 改进型分时复合控制策略及传统控制策略下系统损耗分析及对比

变换器的损耗分析在提高系统效率以及功率密度方面有着重要指导意义[12]，文献[13-14]提出的损耗分析方法忽略了开关器件之间相互影响，仍然存在不足，为此，基于文献[15]提出的针对逆变器的损耗分析方法进行系统损耗分析。

2.1 传统控制策略系统损耗分析

传统控制下两级式系统拓扑参考文献[4]。表1所示为电路的相关参数，表2所示为逆变系统元器件参数。表3所示为传统控制下前级电路开关器件的损耗。表4所示为传统控制下后级电路开关器件的损耗。表5所示为传统控制下储能元件的损耗。

表1 电路相关参数

表2 逆变系统元器件参数

表3 传统控制下前级电路开关器件损耗

表4 传统控制下后级电路开关器件损耗

2.2 分时复合控制策略系统损耗分析

分时复合控制下的开关管工作区间示意图如图7所示。结合图2可知，分时复合控制下的电路开关器件损耗存在于“Buck”和“Boost”两种情况。

表5 传统控制下系统储能元件损耗

(1)“Buck”工作模式开关器件损耗。图7中的A区域所示时间周期为[0,To1]，并且对应角度θo1=arcsin(Vin/Vgm)=0.503 rad。因此，To1=θo1/(2πfo)=1.601×10-3s，且ToA=To1。同时，在A区域内开关器件动作次数为：NA=To1/Ts=32.026，即为32次。可以得到在A区域内电路开关器件损耗见表6。

图7 分时复合控制下开关管工作区间示意图

表6 基于分时复合控制的“Buck”工作模式开关器件损耗

(2)“Boost”工作模式开关器件损耗。图7中B区域所示时间周期为[To1,To2]，在此区域中Vbus(n)=Vg(n)，并且对应角度θo2=π-θo1=2.639 rad。

因此，To2=θo2/(2πfo)=8.399×10-3s，则ToB=To2-To1。同时，在B区域内开关器件动作次数为NB=To2/Ts=167.974，即为168次。可以得到在A区域内电路开关器件损耗，见表7。

(3)系统储能元件损耗。表8所示为分时复合控制下系统储能元件的损耗。

表7 基于分时复合控制的“Boost”工作模态开关器件损耗

表8 改进型分时复合控制下系统储能元件损耗

2.3 两种控制策略系统效率比较

在开关管损耗方面，分时复合控制中损耗主要集中为：Boost开关管的开关损耗、二极管损耗以及全桥部分工频管的导通损耗；相应地，传统控制中损耗主要集中为：Boost开关管开关损耗以及全桥部分高频管的开关损耗；并且分时控制中电路各部分的开关损耗要低于传统控制方法。

在储能元件损耗方面，分时复合控制中输入电感损耗要比传统控制方法的损耗值低；同时，由于分时复合控制中母线电容将电解电容优化为薄膜电容，则其寄生电阻要小的多，因此对应损耗也要小一个数量级；此外，虽然改进型分时复合控制中，系统比传统控制要多一项输入电容，但其损耗并不大。

3 仿真及实验分析

3.1 参数介绍

针对上述分析，分别对基于传统控制策略及分时复合控制策略的两级式单相光伏并网逆变器进行了仿真和实验研究。具体电路参数如表9所示，其中光伏阵列采用可调直流源串联功率电阻模拟。

表9 光伏并网逆变器相关参数

3.2 系统仿真研究

图8所示为改进型分时复合控制策略下光伏阵列输出电压、电流波形，其中，低频脉动表示输入电压受到扰动追踪最大功率点的过程，而高频分量即为二次谐波电压，由仿真可以看出，根据基于分时复合控制策略的MPPT算法实现方法，光伏阵列能够很好地追踪光伏阵列的最大功率点。图9所示为光伏阵列输出电压的采样信号经过谐振控制器前后的电压波形以及MPPT算法输出的给定电压Vref的波形。由仿真波形可以看出，实时采样的电压信号包含明显的二次谐波分量，而经过谐振控制器的电压波形中二次谐波基本被滤除，采用滤波后的电压信号进行MPPT运算，能够消除输入电压中二次脉动分量对最大功率点跟踪算法造成的干扰，有效防止最大功率点跟踪算法的误判，同时提高追踪效率。

图8 分时复合控制最大功率点跟踪仿真波形

3.3 系统实验验证

图10～图14为相关实验波形，分别对应改进分时复合控制策略下MPPT动态跟踪波形、Boost电感电流波形iLb、母线电容电压波形Vbus以及桥臂间电压波形VAB、传统控制下及分时复合控制下驱动/并网电压/并网电流波形。通过实验波形可以看出，改进型分时复合控制策略可实现MPPT跟踪，并网电流质量良好。

图10 改进型分时复合控制下MPPT动态过程

图11 分时复合控制输入电感电流及母线电压实验波形

图12 分时复合控制桥臂间电压及输入电感电流实验波形

图13 分时复合控制驱动、并网电压、电流实验波形

图14 传统控制驱动、并网电压、电流实验波形

表10、表11分别为基于传统及改进型分时复合控制策略的光伏并网系统实验测试数据，可以看出：改进型分时复合控制策略有利于提高光伏并网逆变器的效率，同时结合图13、图14还可看出，改进型分时控制策略较传统控制策略并网电流总谐波朱真(total harmonic distortion, THD)略差。

表10 基于传统控制的实验测试数据

表11 基于改进型分时复合控制的实验测试数据

4 结论

(1)基于两级式并网逆变器分时复合控制原理，提出一种带MPPT算法的改进方案。

(2)分析了光伏侧电压二次脉动产生原因及抑制方法，给出了输入侧解耦电容的优化设计。

(3)针对改进型分时复合控制策略及传统控制策略进行了详细的损耗分析。

(4)搭建了MATLAB/Simulink仿真模型，对提出的相关控制策略进行仿真，并在此基础上建立了完善的实验验证平台，仿真和实验结果验证了文中改进型控制策略的正确有效性。

两种策略对比得到：相同功率等级下，改进型分时复合控制策略具有比传统控制策略损耗小、效率高、整机体积小的优点，但也存在并网电流THD较传统控制策略略差的问题。