带宽恒定的电调带通滤波器

2020-03-12高瑞平曹良足

压电与声光 2020年1期

高瑞平,曹良足

(景德镇陶瓷大学机械电子工程学院，江西景德镇 333403)

0 引言

随着无线通信系统的飞速发展，为了降低成本，减小系统体积和结构复杂度及提高系统的性能，需要使用小尺寸和高性能的滤波器。电调带通滤波器的结构、体积和性能在无线通信系统中引起了关注。所以,设计结构简单，体积小和实用价值高的带宽恒定电调带通滤波器具有重要意义。

目前国内外已报道的电调滤波器中,文献[1]的滤波器带宽可控，提高了通带的选择性；文献[2-3]的滤波器电调范围分别为1.8～2.44 GHz和1.21～1.75 GHz；文献[4]的滤波器插入损耗较小。带宽恒定成为通信发展的重要条件。由于阶梯阻抗谐振器[5]易控制滤波器的带宽，且小型化，故采用阶梯型阻抗谐振器。Sang-JunePark等[6]和Chuan Ge等[7]设计了平行耦合线输入、输出结构的可调谐滤波器。Sarkar D等[4]设计三阶开环结构的电调滤波器。贾建蕊等[8-9]通过耦合带宽法设计了一种恒定带宽可调滤波器。文献[10-11]介绍了一种采用微带梳状线形式的电调带通滤波器的设计原理。为了减小滤波器结构的复杂度，本文采用抽头式的输入输出。阶梯型谐振器(SIR)的两端，接地端为磁耦合，另一端为电耦合，通过改变滤波器的间距和开路端微带线的宽度可改变耦合量。谐振器的耦合系数通过控制电磁混合耦合的比例来实现，因此，控制电、磁耦合的大小是本文的一大难点。本文通过ADS和HFSS仿真确定滤波器结构的尺寸及电容、电感和电阻的值，从而使滤波器带宽保持恒定。

本文设计了阶梯型带宽恒定的电调带通滤波器，利用带宽恒定原理及相关公式计算滤波器的相关参数。采用ADS及HFSS软件进行建模和仿真以确定滤波器的物理尺寸。与均匀阻抗谐振器(UIR)相比，SIR在谐波调节和滤波器小型化方面均有明显的优势。故本文研究的带宽恒定的电调带通滤波器具有重要的工程应用价值。

1 电调带通滤波器的设计过程

图1为电调带通滤波器的结构，它由2个λg/4(λg为波导波长)微带谐振器构成，谐振器的结构为阶梯阻抗型，谐振器间的耦合区域由开、短路端构成。图中，s1和s2为阶梯阻抗谐振器间的间隙，w1对应图1的阶梯宽度，wi、li(i=1～7)分别为滤波器结构的各段宽度、长度，C为可调谐滤波器的可调电容，C1、Z1分别为隔直电容和偏置电阻，电阻Z=50 Ω。其中开路端间耦合为电耦合(ke)，短路端间耦合为磁耦合(km)，总耦合系数ktot为

ktot=ke-km

(1)

图1 相对带宽恒定的电调带通滤波器

通过控制ke与km的大小比例得出ktot，且在频率变化范围内几乎保持不变。采用对称的λg/4二阶SIR。在滤波器结构方面，滤波器的输入、输出采用抽头式，以减小结构复杂度。

图2为耦合系数调整结构图。通过HFSS软件对图2进行本征模仿真，将仿真结果导出并计算其耦合系数：

(2)

式中fm1、fm2分别为模式1、2的工作频率。

图2 耦合系数调整结构图

图3(a)为s1不同时，k12与工作频率的关系。图3(b)为w1不同时,k12与工作频率的关系图。w1与对应的相对变化率R如表1所示。

图3 耦合系数分析

表1w1与R对照表

w1/mm12345R/%10.0019.9312.1011.3617.42

由表1可知，w1=1 mm、4 mm时，R较小。本文设计的是带宽恒定的电调带通滤波器，故R越小越好，取w1=1 mm或4 mm最佳。s1与对应的R如表2所示。

表2 s1与R对照表

由表2可知，s1=3 mm时，R最小，故s1=3 mm最佳。综合考虑滤波器的结构和仿真结果,选取s1=3 mm,w1=4 mm。

可调谐滤波器的C1=1.2～14.8 pF时，耦合系数的相对变化率为10×(1±0.01)，故滤波器的相对带宽BW在调谐过程中几乎保持恒定。确定谐振器间的耦合尺寸如表3所示。表中，wi、li(i=1～7)分别对应滤波器结构的各段长度、宽度。w2=w3=w4，C2为弱耦合所需的电容。

表3 滤波器结构参数

图4为品质因数调整结构图，确定谐振器的抽头位置，wi、li(i=1～7)分别为滤波器结构的各段长和宽。w2=w3=w4=w5=w6=w7。

图4 品质因数调整结构图

外部品质因数的计算式为

Qe=fc3/BW3 dB

(3)

式中：fc3为谐振器3 dB的中心频率；BW3 dB为3 dB带宽。

通过仿真得到l3=14 mm、电感L=10 nH。图5为Qe随频率变化的关系图。当频率在0.5～1.1 GHz变化时，Qe为15±1。Qe几乎不随fc3的变化而改变。

图5 Qe随调谐频率的变化

由图3、5可知，其参数几乎不随频率的变化而变化，电调带通滤波器的相对带宽不变，即可实现相对带宽恒定的电调带通滤波器。

通过以上电调带通滤波器设计过程分析，确定最终尺寸：w1=4 mm，w2=w3=w4=w6=w7=2 mm，s1=3 mm，s2=0.2 mm，l1=5 mm，l2=6.5 mm，l3=14 mm，l4=7.9 mm，l5=4 mm，l6=3 mm，l7=5 mm，C1=10 pF，L=10 nH，Z=50 Ω，Z1=10 kΩ。

图6为电调带通滤波器仿真模型。图7为不同电压值对应的传输和反射曲线。频率调谐范围为0.45～0.98 GHz时，BW3 dB/fc3=0.07±0.01。本文若不采用SIR，频率调谐范围则会缩小。

图6 电调带通滤波器的原理图

图7 ADS仿真波形

2 实验过程和测量结果

采用厚0.787 mm的Rogers5880(tm)介质基板制作微带线，基板的相对介电常数为2.2,介电损耗正切为0.000 9。变容二极管采用Skyworks公司的SMV1215-011LF，C1和输入、输出电感采用ATC公司0603型高品质因数值电容器和0805型线绕电感器。0603型的1 kΩ电阻器用于防止射频泄漏。将这些元器件按照仿真图焊装在基板上，装入铝外壳中，实物照片如图8所示。

图8 相对带宽恒定的电调带通滤波器

采用网络分析仪AgilentE5071B测量滤波器的传输和反射特性，测量结果如图9所示。

图9 测量结果

由图9可看出，在0～8 V直流偏压下，滤波器的中心频率从0.45 GHz变化到1.0 GHz，与仿真结果基本一致。在0.45～1.0 GHz时，相对带宽为0.06±0.01，基本保持恒定。但在低偏压时插入损耗变化较大，其原因是介质基板的介电损耗、微带线的电导损耗、变容二极管寄生电阻产生的损耗、电容器的介电损耗和电感串联电阻产生的损耗造成的。采用高品质因数值的GaAS变容二极管和适当增加滤波器的BW3 dB有望降低插入损耗。