基于FFP-TF2滤波器的可调谐激光器

2020-03-05万生鹏宋早标

应用光学 2020年1期

谭超，万生鹏,2，宋早标，刘恒，肖登

（1.南昌航空大学江西省光电检测技术工程实验室，江西南昌 330063；2.南昌航空大学无损检测与光电传感技术及应用国家地方联合工程实验室，江西南昌 330063）

引言

随着光纤通信及传感技术的不断发展，对光源可集成化，小型化，稳定性高，调谐范围广，线宽窄等要求越来越高[1-3]。由于波长可调谐激光器在光纤通信、医学、光传感等领域的应用越来越广泛，因此越来越受到科研人员的青睐。波长可调谐激光器不仅提高了光纤网络的灵活性，还降低了光纤网络复杂度及能耗，促进了光纤通信及传感技术的不断发展。

从激光器诞生到现在，可调谐激光器在不断发展，各种各样的激光器被提出，再到生产应用，最后被性能更好的激光器所淘汰。按照不同的波长调谐方法可分为机械、热、电调谐激光器等[4]。机械调谐通过调谐外腔反射的角度来改变腔长进而改变波长，该种激光器的调谐速度受限于机械部件；热调谐通过控制温度来改变腔长进而改变波长，但是温度比较难以控制；电调谐是通过电路来选择不同激光器输出进而实现波长调谐，该种激光器的调谐范围取决于激光器数量，从而导致工艺复杂，成本较高。

FFP-TF2 滤波器是一种简易的光学谐振腔，由两段严格平行且内表面镀有高反射率材料的反射端面组成[5-11]。由于其腔长可调能控制波长输出的特性，被广泛应用于各种可调谐激光器设计中。

为了更好地实现波长调谐范围宽，线宽窄，稳定性好，本文设计并搭建出一种新型的可调谐激光器系统。该系统是通过控制FFP-TF2 滤波器的驱动电压改变腔长,进而改变系统输出的激光波长。提供驱动电压的方式有很多种：一、可以通过可调谐的直流电压源进行单点电压调节，进而输出不同中心波长的激光；二、可以通过信号发生器进行多点扫描电压，进而周期性等间隔地输出不同中心波长的激光；三、可以通过FPGA 设计的基于DDS 函数信号发生器和模拟放大电路进行单点或扫描的电压切换控制。第一种方式局限性在于只能单点调谐，且系统不易集成，适用于实验室研究使用。第二种方式局限性在于只能进行扫描调谐，扫描电压受限于信号发生器，且系统成本较高。本文采用第三种调谐方式，通过FPGA 中的程序代码控制，不仅可以实现单点和扫描两种方式调谐的切换，还可以改变波长调谐范围、扫描周期和步进，具有高灵活性，可集成化的优点。

1 驱动电压信号的设计

1.1 基于DDS 函数信号发生器设计

直接数字频率合成（简称DDS）是一种应用数字技术产生信号波形的方法[12-15]。由于DDS 技术有输出频率范围宽，分辨率高，数字调制性能好，输出信号波形可调，频率切换速度快且频率切换时输出信号相位连续的特点，所以被广泛应用于各种函数信号发生器的设计。

图1 是DDS 技术产生信号波形的原理框图。图中F为频率控制字，在Verilog HDL 程序中通过控制F的大小来控制输出波形的频率。CLK 为系统的基准时钟源，对地址计数器与DA 转换器模块进行时钟控制，其周期为Ti。地址计数器可以产生ROM（存储一个波形周期的数据）中的数据地址信号，用来周期性地读取出ROM 中的波形幅值信号。ROM 中存储的波形信号是由MATLAB 或Mif_Maker2010 等软件生成相应所需波形信号的离散数据的MIF 文件。读取出的波形幅值信号再经过DA 转换器进行数模转换，以及低通滤波器滤波后就可以生产模拟波形电压信号。下面以产生输出初始相位为0，频率可调谐的正弦波形信号来介绍DDS 技术的原理。

图1 DDS 技术产生波形的原理图Fig.1 Schematic diagram of waveform generated by DDS technology

正弦波形信号的表达式为

式中：A为正弦波信号的振幅；fout为DDS 输出正弦波信号的频率。

假设系统模块的采样时钟周期为Ti，频率为fi，则采样间隔的相位改变量为

将一个周期正弦波形信号的相位 2π均匀离散为 2N等份，则相位分辨率为Δ=2π/2N。如果ROM中存储的一个周期等间隔正弦波形信号数据样本数为 2N，则DDS 输出电压信号的周期、基准时钟周期与从ROM 中读出的数据点之间关系如图2 所示。图2 中空心圆点代表从ROM 中读取的正弦波形信号数据点，每经过一个基准时钟周期Ti，地址计数器的地址位加1，同时存储器会输出一个数据点，直到ROM 最后一个地址单元中的正弦波形信号数据点被读出，此时DDS 输出的是一个完整周期的正弦波形信号。之后DDS 系统会重复读取ROM 中正弦信号数据，输出周期性的正弦波形。由图2 可知DDS 输出信号周期与基准时钟周期的关系式为

图2 输出信号的周期与基准时钟周期的关系Fig.2 Relation between period of output signal and reference clock

根据采样定理，输出信号频率不能高于系统时钟频率的一半。在实际应用中，为了保证输出信号的质量，一般输出信号的频率不会超过时钟频率的1/3，以避免混叠。

如果是每隔K个地址输出一个波形信号数据，则DDS 输出信号周期与基准时钟周期的关系式变为

由（5）式可知，要想改变输出波形频率有3 种方法：1）改变取样时钟的频率fi；2）改变取样间隔地址数K；3）改变ROM 中储存波形信号数据点的个数 2N。

3 种方法中任意改变取样时钟频率和改变取样间隔地址数在Verilog HDL 程序中很容易编程实现，而任意改变ROM 中存储波形信号数据点数较为复杂，所以一般改变输出波形频率使用前2 种方法。

在本文的可调谐激光器以及光纤光栅传感实验中所需的FFP-TF2 滤波器调谐电压为三角波形信号，DDS 产生三角波形的过程如图3 所示。首先对所需的三角波形进行数据采样，并将数据存储在ROM 中生成数据表；在需要输出波形时，周期性地调用ROM 数据表的数据；再经过DA 数模转换和低通滤波器得到所需三角波模拟信号波形。

图3 DDS 产生三角波信号的过程Fig.3 Process of generating triangular wave signal by DDS

图4 DDS 生成三角波信号的RTL 图Fig.4 RTL diagram of generating triangular wave signal by DDS

上文介绍了DDS 技术原理及硬件实现方法。下面简单介绍DDS 通过Verilog HDL 编程产生三角波形信号RTL 图，如图4 所示。图中主要包含了地址计数器模块、寄存器模块、三角波形ROM模块。基于实验要求，本文采用的DAC 转换芯片是8 位高速并行AD9708，其数模转换速率最高为125 MSPS。图5 为DDS 中DAC 数模转换模块AD9708 的RTL 图。其中包含了时钟采样模块和一个FIFO 缓存模块，主要作用分别是控制DAC 模块采样频率和缓存波形信号数据。通过da_clk 和da_out[7:0]端口输入到DAC9708 芯片中进行控制。

图5 DDS 中DAC 数模转换模块RTL 图Fig.5 RTL diagram of DAC digital-to-analog conversion module in DDS

1.2 驱动电压放大电路设计

由DDS 产生的数字三角波形信号经过AD9708芯片模块数模转换并经低通滤波器滤波之后输出模拟电压信号，但使用FPGA 的EP4CE15F17C8N 型芯片板最高输出不超过5 V，不能满足FFP-TF2 滤波器调谐电压扫描波长需求，所以需要使用模拟放大电路对驱动信号进行放大。考虑到FFP-TF2滤波器的容抗特性，使用的驱动电路要具有负载能力，因此本文设计了如图6 所示的驱动模拟信号放大电路。

图6 驱动模拟信号放大电路图Fig.6 Amplifying circuit diagram of driving analog signal

如图6 所示，电路中使用了OP37G 和NE5532P两颗运放芯片，R1、R2、R3、R4四个电阻，C1、C2 两个电容。OP37G 的作用是对从AD9708 芯片模块输出的三角波调谐电压信号进行放大，可以将其放大到±15 V，满足设计要求。NE5532P 与R3组合作为射极跟随器使用，可以提高放大电路的负载能力，从而平衡驱动FFP-TF2 滤波器时导致的容抗变化。电容C1 和C2 分别于正负电源并联，用于抑制由于电源波动而引入的高频噪声。R4具有偏置调零作用，即接入输入信号前，用示波器观察输出信号是否为0，不为0 时可通过调节R4使其为0。电阻R1、R2与运放OP37G 组合形成一个负反馈回路，在使用时可以通过调节R1来改变电路输出的放大倍数，其电路放大系数关系式为

由（6）式可知，只要电源电压足够大，理论上最高可以放大11 倍，但电路输出电压不能超过电源电压，由实验可知，11 V 扫描电压足以实现可调谐激光器全波长段扫描，本文设计的放大电路满足实验要求。由于FFP-TF2 滤波器是利用磁致伸缩效应引起的微位移控制腔长，因此伴随着伸缩迟滞现象。即当FFP-TF2 滤波器产生相同腔长位移时，三角波驱动电压信号向上变大过程与向下变小过程所对应的调谐电压并不相同。所以，为了实验的精确性，保证解调过程相同一致，实验只分析变大或变小单个扫描过程。

2 实验系统与工作原理

本文设计的可调谐激光器实验系统原理框图如图7 所示。首选由980 nm 的泵浦光源（LD）发出的光，可以通过调节电流进而控制其输出功率；通过980 nm/1 550 nm 的波分复用器（WDM）后进入3 m 的增益介质掺铒光纤（EDF）中；再通过光隔离器（ISO）后进入2×2 光纤耦合器中（Coupler），实验中使用的有9∶1、2∶1、1∶1 的耦合器。图7 中输出端使用的是9∶1 的耦合器，一端是大约90%的光信号反馈回环形腔，另一端10%左右的光信号作为可调谐激光器的输出光；反馈回环形腔的光再经过FFP-TF2 滤波器[16]后，输出的光信号与LD 发出的980 nm 泵浦光通过980 nm/1 550 nm 光纤耦合器耦合形成回路；驱动电压模块（DV）对FFP-TF2 滤波器进行电压调节。由于FFP-TF2 滤波器对温度比较敏感，通常对其进行恒温处理，已消除温度对系统测试结果的影响，本文所做实验FFP-TF2 都是在25 ℃下进行的。

图7 可调谐激光器实验系统原理图Fig.7 Schematic diagram of tunable laser experimental system

3 实验测试与分析

根据实验系统图搭建出了测试系统，从而对可调谐激光器的各性能进行测试，如图8 所示。

图8 实验测试系统实物图Fig.8 Physical diagram of experimental test system

通过实验系统测试出可调谐激光器输出中心波长在1 532 nm～1 567 nm 之间的3 dB 线宽如图9所示。由图9 可知，输出不同中心波长的3 dB 线宽最大不超过0.011 nm，最小不低于0.009 nm，基本保持在0.01 nm 左右，说明本文设计的可调谐激光器具有比较稳定且较窄的线宽。图10 为通过光谱仪AQ6319 观察到可调谐激光器输出中心波长为1 556.295 5 nm 时，其对应的3 dB 线宽为0.010 7 nm。

图9 输出不同中心波长的3 dB 线宽Fig.9 Output 3 dB linewidth of different center wavelengths

实验测试了宽带光源通过FFP-TF2 滤波器后输出中心波长与驱动电压之间的关系，通过Origin 软件对测试数据进行线性拟合，线性拟合度为99.986%，如图11 所示。线性拟合关系式为

通过测试可调谐激光器输出中心波长与驱动电压之间的关系，线性拟合度为99.934%，如图12所示。线性拟合关系式为

图10 输出中心波长为1 556.295 5 nm 的3 dB 线宽Fig.10 Output 3 dB linewidth with center wavelength of 1556.295 5 nm

图11 FFP-TF2 滤波器输出中心波长与驱动电压关系Fig.11 Relation between FFP-TF2 filter output center wavelength and driving voltage

图12 可调谐激光器输出中心波长与驱动电压关系Fig.12 Relation between tunable laser output center wavelength and driving voltage

由图11 与（7）式可以发现宽带光源通过FFPTF2 滤波器后输出中心波长与驱动电压之间具有良好的线性关系，同时得到FFP-TF2 输出中心波长灵敏度为4.021 nm/V。由图12 与（8）式可以发现可调谐激光器输出中心波长与驱动电压之间也具有良好的线性关系，同时得到可调谐激光器输出中心波长灵敏度为3.915 nm/V。通过对比发现，两者之间输出中心波长灵敏度相差0.106 nm/V，可调谐激光器输出中心波长相对于FFP-TF2 的误差比较小，仅为2.6%，说明该激光器的输出波长随驱动电压的变化基本与FFP-TF2 随驱动电压的变化一致。固定FFP-TF2 温度和调谐电压研究其中心波长随时间变化的曲线图，如图13 所示。总结得出，当固定调谐电压时FFP-TF2 输出中心波长会随时间快速稳定，表明其具有很好的输出稳定性。

图13 27.5 ℃ FFP-TF2 固定电压5.5 V 时输出中心波长随时间变化曲线Fig.13 Output center wavelength versus time at FFP-TF2 27.5 ℃ and fixed voltage 5.5 V

本文还研究了不同耦合器输出到回路与系统输出的比对可调谐激光器输出功率的影响，图14是耦合器输出比为9∶1、2∶1、1∶1、1∶2 时，泵浦输出功率与可调谐激光器输出功率的关系图。由图14 可知：1）不同耦合器输出比在泵浦功率达到系统阈值后，可调谐激光器输出功率都随着泵浦输出功率增加而增大，分别对其阈值后的数据进行线性拟合，得到线性拟合度分别为99.293%、99.685%、99.84%、99.799%，发现都具有较好的线性关系；2）在一定范围内，随着耦合器输出比的减小，可调谐激光器输出功率阈值逐渐增大，同时可调谐激光器输出功率随泵浦输出功率增加变化得更快。