Saber的双管正激变换器的设计与模拟

2019-10-30

应用能源技术 2019年10期

(黑龙江省能源研究所，哈尔滨 150001)

0 引言

双管正激变换器相对于单管正激变换器，优势在于开关管所承受电压降低，输入端的直流电压可以更大，而且不需要磁复位电路来防止高频变压器磁饱和，该电路结构采用二极管与开关管串联，简单可靠，因此双管正激变换器具有其他变换器无法比拟的优点，被广泛应用与高输入电压的中、大功率等级的电源产品中。笔者具体阐述了双管正激电路中补偿网络以及调制器的设计，拟采用仿真来证明系统具有瞬态响应特性好、输出电压纹波小等优点和所设计系统的正确性。

1 工作原理

一次绕组侧从全桥电路对角线ab间接出，两Mos管栅压同相，脉宽均为DT (D<0.5)，当Q1、Q2同时导通时，D3正偏导通，直流电源向负载供电；当t>DT时，Q1、Q2同时关断时，为了维持负载电流连续，反并二极管D4正偏导通，电感电流由D3移到D4中；为了维持变压器磁化电流连续，D1和D2正偏导通，D3反偏截止，磁化电流移到D1和D2中，磁化电流开始线形下降，起着磁复位电路的作用[1]。

2 电路参数

设计指标为：输入直流电压范围144～156 V；输出直流电压15 V；输出额定电流2 A；效率85%；开关频率200 kHz；是参数的计算:(Vout：输出直流电压，Vin：输入直流电压，Vd：输出整流二极管压降，ΔVo：输出纹波电压，D：额定占空比，Ioc：临界电流。)

Vout≈Vin×1/n×D

(1)

其中，输出直流电压15 V，输入直流电压150 V。因为磁复位，正激变换器占空比D<0.5，取D=0.3。故得n=3。

根据公式：

(2)

当输入电压取最小值Vin(min)=144 V，Vd=0.7，可得Dmax=0.3302；当输入电压取最小值Vin(min)=156 V，Vd=0.7，可得Dmin=0.3048；考虑输出二极管压降，输入电压取Vin=150 V，重新求占空比D=0.317。

本次工作在连续模式，最大的临界电流，该电流以上绝对为连续模式。

令Ioc(max)=10%×Ion=纹波电流一半:

(3)

实际情况中，电容中有ESR引起的纹波主要由ESR引起，而不是电容值，电容值足够大，放充电引起的纹波可忽略。

令输出纹波：

ΔVo(max)=ESR×ΔiL(max)=1%×Vout

(4)

因为一般情况电容值与ESR值是一个常数，该常数等于65×10-6，因此，C=260 μF。

3 仿真模型

3.1 平均电路模型

Saber将DC/DC功率变换电路简化为一个模型——平均模型电路[2]，在平均模型电路中，用双管正激变换器替换功率转换电路的理想开关，消除了与开关管有关的非线性后，波形中存在开关分量，平均模型可在电路中分析小信号频率。

3.2 设计补偿电路

反馈回路未进行补偿，先将控制电压作为平均模型的输入信号源进行瞬态响应仿真，然后以瞬态分析的最终点作为交流分析的工作点，改小信号电压源为信号源执行小信号交流分析[3]。对1 000个对数空间数据点采样，在SaberScope中，即可绘制没有补偿的输出电压Vout的增益与相移。

可以看出，没有补偿的传递函数的穿越频率为2.2 kHz，相位裕量为47.03°。此时系统相位裕量大于45°，穿越频率处的增益曲线斜率为-1，缺点是静态增益太小，仅仅25.9 dB。为了消除或减小系统静态误差，在曲线0 Hz处就以-1或-2的斜率下降。

根据稳定环路的第一准则：在系统开环增总增益为1处，在交越频率的总开环相移必须要小于360°。第二个准则是：为防止-2增益斜率电路引起相位迅速变化，应在交越频率处的斜率应为-1，防止相移随频率变化速度过快。第三个准则是：开环传递函数的相移应该与180°保持足够的的裕量，通常选取45°，因为过大的相位裕量会导致动态响应变慢(过阻尼)。

选择交越频率Fzo为开关频率的1/5,在40 kHz交越频率时,系统的总相移等于360°-45°=315°，选取45°的相位裕量。因此，误差放大器只允许有315°-97°=218°的相位滞后。取K值接近3时，误差放大器的相位滞后后可以满足218°的要求[4]。

为了有足够的相位裕量，故取K值为4，此时相位滞后为208°，系统中LC滤波器存在97°相位滞后，得到了305°的总开环相位滞后，那么在交越频率Fzo处的相位裕量360°-305°=55°，R2/R1=28.7 dB,取R1=1 k，R2=27 k。

当K值等于4时，零点频率为Fz=5 kHz,Fz=1/(2πR2C1)。由于R2前面已经确定为27 k，因此C1=1.17 nF。极点频率为Fp=80 kHz，Fp=1/(2πR2C2)，因此C2=73 pF。