基于FPGA的实时死区补偿方法研究

2019-07-23耿后来顾亦磊

通信电源技术 2019年6期

耿后来，李顺，顾亦磊

（阳光电源股份有限公司，安徽合肥 230088）

1 概述

图1为三相三电平逆变器的一相桥臂，有两对互补的开关管。在正半周期，S11和S12互补导通，S21常通，S22关闭；在负半周期，S21和S22互补导通，S11关闭，S12常通。由于开关器件的导通和关断都需要时间，如果两个互补的开关器件发生“直通”现象，将会导致开关器件损坏。为了保证互补的开关器件安全工作，在这两个开关器件通断信号之间必须设置一段时间，使导通的功率器件可靠关闭后经过一定时间再使互补功率器件导通，这段时间称为死区。死区时间越长，对逆变器输出基波电压的影响越大，会引起输出电压波形的畸变，降低逆变器的输出特性。

图1 三电逆变器电路图

为了降低死区时间带来的负面影响，国内外对此进行了各种研究，提出了各种死区补偿方法。一类是在开关管的PWM上加入死区时间，通过改变互补开关管的开通关断时间改变脉冲宽度，从而达到补偿死区时间导致的电压扰动[1-3]，称为脉冲宽度直接调整法。这类方法实现起来较为复杂，要求在每个开关周期内进行实时脉冲宽度直接调整，对输出电流的过零检测要求较高，否则容易误补偿。另一类是将死区效应引起的逆变器输出电压偏差等效为一个平均电压误差，直接将电压误差作为前馈叠加到参考电压上[4-7]。此类方法适用的关键是过零点检测，若过零点检测不够精确，将会出现误补偿现象，从而给输出电流带来新的谐波。

现有的死区补偿算法大多依赖于电流过零点判断。为了弥补上述算法的缺点和不足，本文提出一种基于DSP和FPGA的在线死区补偿方法。提出的死区补偿方法为对三电平逆变器的开关管进行区分，分主管和辅管。依据实际工况，修改主管和辅管的死区时间。通过仿真验证了所提死区方案的正确性，并在三电平并网逆变器上进行了实验验证。结果证明，所提出的死区补偿具有可行性，具有较高的工程应用价值。

2 死区影响分析及死区补偿介绍

三电平逆变器互补的功率器件不能同时导通，必须在PWM信号中加入死区。在正半周期，S11/S12互补加死区，S21常通，S22常断；在负半周期，S21/S22互补加死区，S11常断，S12常开。如图1所示的电路图，以正半周期为例，当开关管S11关断时，S12不能立即导通，而要等待一个死区时间后导通，否则逆变器会出现正半母线短路的情况，造成器件S11、S12和S21体内二极管损坏。直通发生在IGBT器件关断时刻，故常规死区为在开关管导通加时（上升沿）加死区，详细如图2所示。

图2 死区时间及输出电压图

图2为R相桥臂的PWM信号和输出电压URO的波形图。D11_I和D12_I分别为不考虑死区时间时理想的两只开关管的驱动信号，两只开关管开通与关断时刻之间的预留死区时间为Td。D11_R和D12_R分别为考虑死区时间的驱动波形。URO为该相桥臂的输出电压波形。阴影部分是器件S11、S12都关断的安全余量区间，即两个开关管都关断的实际死区时间Terr：

其中，Ton为开关管导通所需要的时间，Toff为开关管关断所需要的时间。

当电流为正时，输出电压URO=Ubus/2，由于死区的原因，输出电压URO输出减少了Terr的时间；当输出电流为负时，上桥臂二极管导通，输出电压URO=-Ubus/2，由于死区的原因，输出电压URO输出增加了Terr的时间。所以，电流的极性不同，实际输出脉冲电压与理想给定脉冲电压的宽度差值也不同。结合图1和图2进行分析可知，电流为正时，实际正脉冲宽度比理想给定脉冲宽度窄；电流为负时，则实际正脉冲宽度比理想给定变宽，增加的时间如式（1）所示。因此，由于死区导致的PWM误差时间可以表示为：

其中：

由式（2）和式（3）可知，由于死区导致的三电平逆变器输出的相电压损失为：

式中，Ts为载波周期。

从式（4）可知，由于死区的原因导致输出电压出现电压损失，其大小和死区大小相同，方向则与电流方向相同。电压损失将会导致指令电压和电流的畸变，故需要判断电流方向对死区进行补偿。通常根据电流极性实时对逆变器输出的PWM脉冲进行补偿，在每个PWM计算周期都对死区效应进行补偿。对死区时间导致的PWM误差时间（式（2））进行补偿，从而输出期望的理想输出电压。因为补偿电压的正负由电流检测信号决定，故此种方案最大的问题是电流的极性判断，而电流容易受到采样、谐波等的干扰，在过零点附近的区域存在误补偿现象，进而导致补偿失败。

3 新的死区补偿方法

在如图1所示的三电平逆变电路图中，当功率因数（Power Factor，PF）为1时，在正半周期，按照图2的死区设置方式将会导致主管S11损失一部分占空比，导致产生死区效应，故输出电压有损失；负半周期同理。定义对输出电压起主导作用的开关管为主管，例如在正半周期开关管S11为主管，在负半周期定义开关管S22为主管，而开关管S12、S21为续流之用，定义为辅管。针对功率因数的不同，提出一种实时修改死区大小的方案，通过修改不同死区上升下降时间达到降低输出电流谐波的目的。此方法基于DSP+FPGA系统实现，其中DSP和FPGA通过SPI口进行通信。具体地，DSP将需要修改的死区实时发送给FPGA，FPGA依据DSP的指令动态修改主管和辅管的死区时间。下文将重点对PF=1时的死区补偿方法进行研究。

本文提出的死区补偿方法如图3所示，在FPGA中完成，主管占空比的上升延迟时间Trd1和下降延时时间Trd2可以动态配置，辅管的占空比上升延迟时间Tdd1和下降延时时间Tdd2也可动态配置。当需要进行死区补偿时，DSP告知FPGA这4个时间，然后FPGA对这4个时间进行实时调整。例如，当功率因数为1时，令Trd1=Td、Trd2=Td/2、Tdd1=0、Tdd2=3×Td/2，这样主管的输出电压即可得到一定补偿。

图3 本文提出死区补偿方法

此死区补偿方法不需要判断输出电流方向，在PF=1时能够提高主管的导通时间，提高基波的幅值，降低输出电流的谐波，同时提高直流侧母线电压利用率。当Trd2=Td/2时，母线直流电压利用率提高，即：

此死区补偿方法是一种硬件处理方案，避免了软件进行电流方向判断，大大减少了过零点附近电流误判的情况，故能避免误补偿。

4 仿真及实验验证

4.1 仿真结果及分析

为了验证提出的死区补偿方法的有效性，本文通过MATLAB软件对所提出的算法进行仿真。其中，母线电压Ubus=650 V，输出电感为0.2 mH，输出电容为9.5 μF，开关频率设为16 kHz。在输出半载时进行仿真验证，此时电流有效值为25 A，输出直接并入400 V电网。为验证本文提出的死区方案，所选死区时间较大。常规方法的死区时间为4 μs，而新死区补偿方法的Trd1=4 μs，Trd2=2 μs，Tdd1=0 μs，Tdd2=6 μs。

图4为常规死区方法调制输出电流波形及FFT分析，图5为常规死区方法调制输出电流波形（便于观察过零点情况）。由于死区时间影响，在过零点附近输出电流波形有明显失真。

图4 常规死区方案仿真输出电流及FFT分析

图5 常规死区方法调制输出电流波形示意图

图6为所提死区补偿方法输出电流及FFT分析，图7为所提死区补偿方法输出电流波形（便于观察过零点情况）。由图4、图5、图6及图7可知，所提方法的输出电流在过零点失真出现较大改善，其次THD（Total Harmonic Distortion）从10.42%降到5.86%，降低量4.56%，且5次、7次等奇次谐波均得到了降低，系统整体性能提高。

图6 所提死区补偿方法仿真输出电流及FFT分析

图7 所提死区补偿方法仿真输出电流示意图

4.2 实验结果及分析

为验证所提死区补偿方法的有效性，在33 kW的三相三电平并网逆变器的实验平台上进行半载试验。试验参数为：母线电压Ubus=650 V，逆变器输出电抗为0.2 mH（粉芯电抗，感量随着电流大小一直变化），输出电容为9.5 μF，直接并入400 V电网。为验证本文提出的死区补偿方法，所选死区时间比较大。设定的死区时间为4 μs，开关频率为16 kHz，新方案的Trd1=4 μs，Trd2=2 μs，Tdd1=0 μs，Tdd2=6 μs。实验平台控制核心采用DSP芯片TMS320F28374S+LATTICE的FPGA芯片，其中FPGA主要用于PWM信号处理及通信。

图8为常规死区方法实验输出结果及THD分析，图9为常规死区方法实验输出电流波形。可见，电流在过零点附近失真较严重，THD高达10%。