副边调制三电平软开关直流变换器

石 勇， 惠 济， 桂旭伟， 王 鑫

(陕西科技大学 电气与控制工程学院， 陕西 西安 710021)

0 引言

高压直流变换器可广泛应用于三相功率因数校正、智能电网及可再生发电系统等工业领域[1-3].通常情况下，高压直流变换器的输入电压超过800 V，给原边开关器件的设计和选型带来很大的困难，如何降低该类变换器原边开关器件的电压应力成为学术界的关注热点[1].为了解决这一问题，巴西学者在1992年提出了二极管箝位三电平变换器.随后，学者们在三电平直流变换器领域发表了很多优秀的研究成果，诸如新型电路拓扑[1-7]、宽范围软开关技术[8-17]及高压直流变换中的工程设计问题[18].这些研究成果极大的促进了三电平直流变换器的实用化进程.

传统的三电平直流变换器的输出滤波器前的电压波形是两电平波形，输出电压谐波含量较大，需要较大的输出滤波电感抑制流过该电感的电流纹波.较大的输出滤波电感在增加装置体积的同时，降低变换器的动态响应速度[13].

为解决上述问题，本文提出一种4开关三电平软开关直流变换器，该变换器具有如下特点：原边开关数少且结构紧凑；原边所有开关器件承受Vin/2的电压应力，且不需要额外的均压器件；原边开关可实现宽范围零电压开通；输出滤波器前的电压波形为三电平，可有效减小输出滤波器的体积.文中分析了电路的工作原理及软开关特性，并进行比较研究和实验验证.实验结果表明该电路工作原理正确，可正常工作.

1 电路结构及其工作原理

1.1 电路结构

图1为副边调制三电平直流变换器的拓扑结构.该变换器的4个原边开关器件直接串联，其关断时承受的电压应力由输入电容Cin1和Cin2均衡，不需要额外的均压器件，因此该变换器的原边电路结构简单紧凑.输入电容Cin1和Cin2的容值相等且足够大，工作时可忽略其电压纹波.高频变压器含有1个原边线圈和4个副边线圈，其变比为kT1和kT2.CBL是原边隔直电容，该电容储存能量在半个开关周期内为负载供电.Llk是变压器漏感，该电感储能可辅助原边开关实现零电压开关.Lm是激磁电感，在本文中激磁电感设计为特定值可保证原边开关在全范围实现软开关.Sse1和Sse2是副边调制开关，Do1到Do4是输出整流二极管.输出滤波器由Lo和Co构成，Ro是输出电阻.

图1 副边调制三电平软开关直流变换器

1.2 工作原理

图2是该电路的典型波形.电路在工作时，有12个基本工作状态，图3所示为前半个周期的工作状态.分析前作如下假设：Cin1、Cin2和CBL上的电压纹波可以忽略；kT′=(kT1*kT2)/(kT1+kT2); 输出滤波器和输出电阻等效为电流源；原边开关的输出电容等效为Cos.

图2 电路的典型波形

开关状态1 [如图3(a)所示]：t0时刻前,电路稳定工作，变压器原边给负载提供能量.S1、S4、Do2及Sse2导通.因为Do4关断，所以流过Sse2的电流为零；vBC= Vin/2； S2和S3的关断电压被Cin1和Cin2钳位至Vin/2；vrect=Vin/2kT2;ip=Io/kT2；iLlk=ip+im；im线性增加，其斜率为

(1)

开关状态2 [如图3(b)所示,t0-t1]：t0时刻,Sse2零电流关断，变压器原边给负载提供能量.vBC=Vin/2；vrect=Vin/2kT2；ip=Io/kT2；iLlk=ip+im；im继续增加.

开关状态3 [如图3(c)所示,t1-t2]：t1时刻，Sse1和Do1导通，Do2关断；变压器原边给负载提供能量；vBC=Vin/2；vrect=Vin/2kT′；ip=Io/kT′；iLlk=ip+im；im线性增加.

开关状态4 [如图3(d)所示,t2-t4]：t2时刻， S1和S4同时关断，由于输出电容的存在，关断损耗将大幅降低.iLlk给C1和C4线性充电的同时给C2和C3线性放电.当vrect等于0,本阶段结束B、C点的电压可由式(2)、(3)和(6)计算,其值为3Vin/4和Vin/4.本阶段的持续时间为

(2)

开关状态5 [如图3(e)所示,t4-t5]:t4时刻，D2和D3导通，电路工作在续流模式.Llk承受负压，iLlk开始下降，S2和S3在t4时刻后可实现零电压开通.由图2所示,S2和S3在t5时刻开通.

开关状态6 [如图3(f)所示,t5-t6]:t5时刻，S2和S3零电压导通；ip反向增加.当ip等于-Io/kT2，续流阶段结束.变压器原边给负载提供能量.t6时刻后，vBC= -Vin/2；vrect=-Vin/2kT2；ip=-Io/kT2；iLlk等于ip和im之和.Do1承受反压关断，流过Sse1电流为零.本开关状态后，电路工作在下半开关周期，其原理不再赘述.

(a)t0时刻前

(b)t0-t1

(c)t1-t2

(d)t2-t4

(e)t4-t5

(f)t5-t6图3 电路的基本工作状态

2 软开关特性

2.1 原边开关的零电压开通

在适当的激磁电流取值下，本文所提出的电路可实现原边开关宽范围零电压开通.以S3为例，图3(d)为该时刻的电路等效图，当vrect大于0时，输出电感储能仍然可以给原边开关结电容充放电，如前文阐述，原边开关输出电容上的储能有50%的已经被释放.当vrect大于0时，仅有50%的电容储能需要释放.在零负载电流条件下，S3实现零电压开通条件是

(3)

(3)可简化为

(4)

im的峰峰值为

(5)

Im是

(6)

将式(6)代入式(4)可得

(7)

图4为满足宽范围零电压开关的激磁电感取值曲线.需要指出的是，电路中激磁电流峰值随直流母线电压的增加而增加，因此本变换器在高输入电压条件下依然可保持较宽的软开关范围.

(a)TS不变

(b)Llk不变

(c)Cos不变图4 满足全范围零电压开通Lm的取值曲线

2.2 副边开关的零电流关断

如图3所示，所有副边开关均可实现零电流关断，且与负载大小无关.以Sse2为例分析，如图3(a)所示，Sse2的控制信号为高电平，但是Do4承受反压关断，因而流过Sse2的电流为零.如图3(b)所示，Sse2可实现零电流关断.

3 比较研究

文献[9]中提出的4开关三电平变换器如图5所示.表1～3给出了本文电路和文献[9]中提出的4开关三电平变换器的比较.如表1所示，本文电路具有较少的原边器件数量，因此，原边高压电路结构简单紧凑.与此同时，原边器件直接与输入电容连接，可有效减小输入电容和原边开关器件之间的回路面积及相关寄生电感值，以保证原边开关器件的可靠工作.

图5 文献[9]提出的三电平直流变换器

项目本文电路文献[9]中电路 原边器件开关44箝位二极管02飞跨电容02隔直电容10输入电容 22原边线圈12副边器件整流二极管42副边线圈44副边开关20

表2显示了原边器件的电压电流定额.这两个变换器虽然都只有4个开关器件，但是，文献[9]中开关器件的电流应力分布不均衡，会增加器件选择和散热器设计的复杂程度，本文电路所需要的硅片面积也相对较小.从表3可以看出，本文电路中的原边开关器件具有更宽的零电压开通范围.

表2 器件的电压电流定额比较

表3 软开关范围比较

4 实验结果及分析

本文搭建了实验装置验证所提出电路的工作原理，实验装置的参数如下：输入电压范围为600～800 V；输出电压25 V；输出电流100 A；开关频率为20 kHz；原边开关(IGBT) 参数为75 A/600 V；副边开关 (MOSFET)参数为200 A/60 V*4；整流二极管参数为400 A/200 V*2；kT1=24，kT2=8；Lo=7μH；Co=1 000μF.

为验证本文所示电路的工作性能，在效率测试中，将文献[9]中电路和本文电路进行对比研究.效率测试实验条件为：输入电压为600 V，输出电压为25 V，输出电流范围为10～100 A.图6和图7给出实验结果.

由图6(a)可知，原边开关电压应力为Vin/2.如图6(b)所示，变压器原边线圈承受的电压为Vin/2.由于im被放大帮助原边开关实现ZVS，变压器原边电流在半个开关周期内不再是定值，由于im与负载电流不同相位，因此增加的通态损耗也比较小.同时，原边占空比为100%，因此本电路不存在原边环流电流，原边电路通态损耗大大降低.如图6(c)所示，副边整流电压波形为三电平波形，以此输出电感的体积可大幅下降.输出电压通过副边开关调节，输入电流纹波也有所降低，因此，输入滤波器的体积也会减小.本文电路的软开关特性在10%负载电流条件下进行了测试，如图6(d)所示，原边开关可在较宽的范围内实现软开关.由图6(e)可知，副边开关可实现零电流关断.

图7是效率曲线，效率测试在600 V输入条件下进行.由图7可知，与文献[9]中电路相比，本文电路在全负载范围内具有较好的效率特性.

(a)S1和S3的漏源电压波形

(c)输出电感电流和副边整流电压波形

(d)S1的漏源电压波形和驱动电压波形

(e)Sa1的漏源电压波形和电流波形图6 实验波形

图7 效率测试曲线

5 结论

本文提出了一种4开关三电平软开关直流变换器，文中分析了电路的基本工作原理和特性，并进行了实验研究.实验结果表明该电路工作原理正确，可以正常工作.该电路具有如下特点：原边电路结构简单、紧凑；输出滤波器前电压波形为三电平，具有较小的输出滤波器体积；原边开关在宽范围内可实现零电压开通；输入电流连续，具有较小的输入滤波器体积.