对射频掩护雷达的应答式干扰研究

2019-05-23孟超普王秀锦杨爱平

舰船电子对抗 2019年2期

孟超普，王秀锦，杨爱平

(中国船舶重工集团公司第七二三研究所，江苏扬州 225101)

0 引言

低截获发射信号波形设计与处理技术是实现低载获概率(LPI)雷达的重要技术。射频掩护信号将真实使用的信号藏匿于掩护脉冲之间，一同发射，而接收机仅处理指定的真实信号，放弃对掩护脉冲的接收和处理。通过对掩护信号的载频、脉宽、脉冲重复频率(PRF)等参数优化建库，可达到最佳诱导目的[1]。

射频掩护脉冲组合波形可形成一种密集、复杂的电子环境，提高瞬时测频接收机测量雷达工作频率的难度，对电子支援措施(ESM)截获、分选、识别雷达信号设置了障碍；同时也是抵抗前沿存储最好的一种方法，可使DRFM难以工作。这些都有利于提高雷达的LPI性能，使雷达具有较好的生存能力。雷达采取射频掩护措施后，有源干扰机对雷达的干扰效能普遍降低[2]。本文通过对射频掩护信号的波形设计及其对干扰设备瞬时测频接收机和数字储频器的影响进行分析，进而提出雷达有源干扰机对抗射频掩护信号的方法。

1 射频掩护信号波形

射频掩护信号波形的产生策略具有一定的灵活性，可根据不同的电子环境、不同的应用目的灵活地选择。射频掩护信号波形有2种基本形式：(1)错开式射频掩护波形；(2)紧贴式射频掩护波形。通过2种基本波形的组合，能够派生出多种其他射频掩护波形。

错开式射频掩护波形如图1所示。掩护脉冲信号和真实脉冲信号错开分布，其载频值可以相同，也可以存在差异。掩护脉冲信号和真实脉冲信号的时间间隔可设计为固定、参差或抖动等多种分布，使ESM的脉冲重复周期(PRT)测量形成多值性。紧贴式射频掩护波形如图2所示。掩护脉冲信号紧贴于真实脉冲信号之前，且掩护脉冲信号与真实脉冲信号载频存在差异。

图1 错开式射频掩护波形

图2 紧贴式射频掩护波形

由于ESM信号PRT测量的多值性，错开式射频掩护波形会导致威胁目标测量的虚警，影响电子战系统的干扰决策及干扰资源管理。但通过同方位威胁信号合批等方式处理后仍可通过瞄准噪声、前沿存储DRFM干扰等传统方式进行有源干扰。而紧贴式射频掩护波形则由于虚假脉冲和脉冲的紧密贴合，使采用前沿测量方式的瞬时测频接收机和基于前沿存储的DRFM干扰失效。因此，本文选择对紧贴式射频掩护波形的LPI性能及其干扰方法进行研究分析。

2 射频掩护信号LPI性能分析

2.1 抗瞬时测频性能分析

瞬时测频接收机因具有频带宽、测频精度高、响应速度快等特点，而被广泛应用于宽带工作的电子对抗系统中[2]，干扰设备通常使用瞬时测频接收机测量的威胁目标载频信息来实现干扰信号与威胁信号的频率对准。为保证干扰的快速性，瞬时测频接收机通常是对雷达脉冲的前沿进行采样和测量。

对于紧贴式射频掩护波形，瞬时测频接收机前沿测量的频率为掩护脉冲的频率，而非真实威胁信号频率，则以频域对准为基础的窄带瞄准式干扰必将失效，从而达到电子反对抗的目的。因此，对射频掩护雷达的干扰主要立足于基于DRFM的应答式干扰。

2.2 抗DRFM性能分析

DRFM技术主要有前沿采样存储方式、断续采样存储方式和全脉冲采样存储方式。其中前沿采样存储方式和全脉冲采样存储方式使用较多。前沿采样存储方式只记录输入信号的前沿，然后控制存储数据重复读出或对存储数据进行外推扩展输出。全脉冲方式就是存储器将输入脉冲信号全部存储，根据需要，在给定时刻读出存储数据，通过D/A重构信号。

(1) 抗前沿采样存储DRFM性能分析

设真实信号重频fr=10 kHz，幅度A1=1，脉宽为20 μs。真实信号前紧贴一掩护脉冲，幅度A2=2，脉宽为10 μs。图3为射频掩护信号时域图，对射频掩护信号进行前沿采样，设采样宽度为5 μs，采样波形如图4。设循环复制宽度为30 μs，则前沿循环复制干扰信号时域图如图5。

图3 射频掩护信号时域图

图4 前沿采样波形图

图5 前沿循环复制干扰信号时域图

由图5可以看出，前沿采样时由于只采样到部分掩护脉冲信号，则循环复制后重构的干扰信号，不论是幅度、相位还是载频，均是在掩护脉冲的基础上进行外推扩展，与真实信号差别很大，因此不能完成对雷达的有效干扰。而射频掩护雷达在发射了组合脉冲后，接收时只需要在真实信号载频附近添加一个匹配滤波器即可接收目标回波信号，剔除干扰杂波。

(2) 抗全脉冲采样存储DRFM性能分析

对于上述紧贴式射频掩护波形，DRFM在进行全脉冲采样存储时，把掩护脉冲信号和真实脉冲信号全部存储，转发的干扰信号也包括掩护脉冲信号和真实脉冲信号。如果重构的信号准确，DRFM对真实信号的重构部分可以进入雷达接收机从而构成干扰。

虽然可以使用全脉冲采样存储方式对射频掩护雷达进行有源干扰，但由于全脉冲存储最小延迟时间至少为1个脉冲时间，所形成的距离和速度干扰距离真实的回波很远，很容易被对方雷达发现和识别。因此，全脉冲采样存储方式常用于ELINT系统，用于对威胁目标信号的先验信息获取。

3 对射频掩护雷达的应答式干扰

基于对紧贴式射频掩护雷达的LPI性能分析，通过对基于DRFM的应答式干扰方法进行改进设计，本文给出对射频掩护雷达的3种应答式干扰方法：样本预存储干扰、间歇采样干扰和信道化前沿循环复制干扰。

3.1 样本预存储干扰

样本预存储干扰是指在未进行干扰时，使用ELINT系统将威胁目标的信号进行采样并进行威胁目标的脉内分析，识别出掩护脉冲后将其剔除，仅对真实脉冲信号进行存储。在需要干扰时，干扰机全脉冲或部分脉冲读取预存储的威胁信号并进行时域和频域调制后转发。样本预存储干扰分为威胁信号预存储和威胁信号有源干扰2个步骤，其流程如图6所示。

图6 样本预存储干扰示意图

由于样本预存储干扰强烈依赖于先验数据库，当威胁目标与数据库信息失配时，会造成威胁目标的漏警。同时，由于ELINT系统进行信号脉内分析和掩护脉冲的剔除时，通常会耗费大量时间，在作战使用时，无法快速实现从威胁信号的预存储到对威胁目标有源干扰的流程转换。因此，该方法可用于对预警雷达和目指雷达的干扰，而不适用于对有很高干扰反应时间要求的末制导雷达的干扰。

3.2 间歇采样干扰

间歇采样干扰原理示意图如图7所示。间歇采样干扰的处理过程为：干扰机截获到雷达信号后，高保真采样其中一小段后马上进行处理转发；再采样并处理转发下一段，采样转发分时交替工作直到干扰信号结束[3]。

图7 间歇采样干扰原理示意图

对紧贴式射频掩护雷达的间歇采样干扰方法如图8所示。其中T1为掩护脉冲脉宽，T2为真实脉冲脉宽，τS为间歇采样宽度，τD为间歇转发宽度。

进行间歇采样干扰时，需合理设置采样宽度和转发宽度。当τS

图9 间歇采样宽度<掩护脉冲宽度，不同间歇转发宽度干扰示意图

当τS>T1时，如图10所示，第1次间歇采样的信号既有掩护脉冲信号，同时包含真实雷达信号。当τD>(T1+T2-τS)时，间歇转发的干扰信号只包含部分真实脉冲片段，与真实信号的相关性差。当τD<(T1+T2-τS)时，第1次间歇转发的干扰信号与真实脉冲的相关性差，但后续间歇采样的信号全部为真实脉冲片段，转发干扰信号与威胁信号相关性增强，可以获得较好的干扰效果。

图10 间歇采样宽度>掩护脉冲宽度，不同间歇转发宽度干扰示意图

在缺乏射频掩护雷达掩护脉冲宽度和真实脉冲宽度先验知识时，需要干扰机自主设置合理的间歇采样宽度和间歇转发宽度。为提高转发干扰信号同真实信号相关性，通常可设置间歇转发宽度等于间歇采样宽度。间歇采样宽度可根据作战对象的不同，选取合理的自主设置值。对于非相参体制末制导雷达，掩护脉冲和真实脉冲宽度均较小，此时间歇采样时间通常按照百纳秒量级进行设置；对于相参体制末制导雷达，掩护脉冲和真实脉冲宽度可设置得很宽，此时间歇采样时间通常按照微秒量级进行设置。

在工程应用中，对于脉宽较宽的相参体制射频掩护末制导雷达，通过合理的设置间歇采样宽度和间歇转发宽度，间歇采样干扰能够产生较好的干扰效果。但对于脉宽较窄的非相参体制射频掩护末制导雷达，由于间歇采样宽度和间歇转发宽度通常较窄，当干扰机和侦察机之间的空间隔离不好时，可能出现间歇采样阶段采样信号为周围环境反射的干扰发射信号，出现自收自发现象，造成干扰的无效。

3.3 信道化前沿循环复制干扰

电子战系统空间收发隔离度不好时，间歇采样干扰对窄脉冲雷达失效。因此对窄脉冲雷达的应答式干扰优先采用前沿循环复制方式。但当雷达采用紧贴式射频掩护波形时，干扰机采样时读取掩护脉冲的前沿并进行循环复制，从而造成干扰无效。射频掩护雷达进行波形设计时，为使雷达接收机能够区分掩护脉冲和真实脉冲，通常对掩护脉冲和真实脉冲设定不同的载频中心值。因此，可采用频率信道化的方式对掩护脉冲和真实脉冲进行分离。

信道化前沿循环复制干扰示意图如图11所示。射频掩护雷达信号经接收前端放大并经微波变频为中频信号，中频信号通过宽带滤波后分为2路分别进行窄带滤波。其中窄带滤波器1仅允许掩护脉冲信号通过，窄带滤波器2仅允许真实脉冲信号通过。由于干扰机无法区分掩护脉冲和真实脉冲信号，对2路信号均进行前沿循环复制和时/频域的调制，并将调制后的2路干扰信号叠加合路为合成干扰信号，来实现对射频掩护雷达的干扰。

在缺乏射频掩护雷达先验知识时，干扰机无法分别对窄带滤波器1和窄带滤波器2进行通带频率装订，此时需通过采用窄带滤波器组的方式进行射频掩护信号的信道化。设干扰机瞬时干扰带宽为BW，窄带滤波器组中每个滤波器的带宽相同，均为ΔB，设相邻滤波器之间的交替带宽为Δf，则所需窄带滤波器个数为N=BW/(ΔB-2Δf)。

图11 信道化前沿循环复制干扰示意图

频域信道化可分为模拟信道化和数字信道化2种方式，为确保能够分离掩护脉冲和真实脉冲，信道化时ΔB的取值不宜过大，因此当干扰机瞬时带宽较大时，需大量窄带滤波器。此时，采用模拟信道化方式会严重增加干扰机体积和成本，因此宜采用数字滤波器组来实现射频掩护信号的数字信道化。

数字信道化前沿循环复制示意图如图12所示。DRFM对射频掩护雷达中频信号进行数字采样的过程中，同步并行地将采样数据送入N路窄带数字滤波器。设干扰机的中频瞬时干扰范围为[f1，f2]，其中f2-f1=BW，则第i路窄带数字滤波器的通带范围为[f1+(i-1)·(ΔB-Δf)，f1+(i-1)·(ΔB-Δf)+ΔB]。假设掩护脉冲信号频率fj位于第j路窄带数字滤波器的通带范围内，真实脉冲信号频率fk位于第k路窄带数字滤波器的通带范围内，则第j路和第k路窄带数字滤波器分别输出掩护脉冲中频采样信号和真实脉冲中频采样信号，而其他N-2路窄带数字滤波器则仅输出窄带噪声采样信号。

为判定前沿采样时机，同时防止由于噪声信号叠加引起干扰信号与真实脉冲信号的相关性降低，需对信道化后的采样信号进行门限判别。若采样信号幅度超过设定门限，则判定采样信号为掩护脉冲或真实脉冲，此时对采样信号进行前沿循环复制、时/频域调制和叠加；若采样信号幅度低于设定门限，则判定采样信号为噪声，不进行前沿循环复制、时/频域调制和叠加处理。对叠加后的数字干扰信号进行D/A转换，即可实现信道化前沿循环复制干扰中频信号输出。

对射频掩护雷达信号进行信道化前沿循环复制干扰时，需合理选择滤波器组中窄带滤波器的带宽BW。若BW过小，则真实脉冲信号通过窄带滤波器后会出现严重的信号失真，从而导致干扰信号与真实信号相关性严重下降；若BW过大，则掩护脉冲和真实脉冲均通过同一个窄带滤波器，无法实现两者的信道化分离，则干扰信号为对掩护脉冲的循环复制，从而干扰失效。

对于非相参体制的窄脉冲射频掩护末制导雷达，可根据威胁信号的脉宽计算窄带滤波器带宽。对于相参体制的射频掩护末制导雷达，在无先验知识时，通常可设置为10～20 MHz，但当威胁目标脉内调制带宽超过设置的窄带滤波器带宽时，干扰信号会与真实信号存在较大的失真，此时需要较大的干扰功率可实现有源干扰；当有一定先验知识时，则可根据掩护脉冲和真实脉冲的脉内调制带宽进行窄带滤波器带宽的设定。因此，对射频掩护雷达进行信道化前沿循环复制干扰时，在一定的先验信息支持下，可以获得更好的干扰效果。