一种新型超宽带超外差接收前端的设计

李 亮，张得才，寇小兵，陈 坤

(中国船舶重工集团公司第七二三研究所，江苏 扬州 225101)

0 引 言

超外差接收前端在当今的雷达、通信、导航、遥控和电子战等诸多领域系统中占据着举足轻重的地位[1]。接收前端通过天线将外界电磁波频谱接收下来后，通过变频将信号搬移到频率较低的中频后，再进行数字信号处理。超外差接收前端是接收系统的关键部件，其性能的优越性对整个系统性能起着关键性的作用[2-4]。本文介绍了一种高集成度的超宽带超外差接收前端，在射频前端利用预选滤波器组对0.38～40 GHz频段进行合理划分，同时采用变频模式将分段的射频信号搬移到6～18 GHz频段内，通过共享6～18 GHz变频通道来完成频谱搬移。另外，在接收前端中采用多功能芯片，多功能芯片集成了混频器、倍频器、低噪声放大器以及开关，极大程度上满足了接收前端的高集成度要求。本超外差接收前端体积小，集成度高，性能优越，可靠性高，具有广阔的应用前景。

1 新型超宽带超外差接收前端设计

超宽带超外差接收前端的主要技术指标要求如表1所示。由于0.38～40 GHz频段范围覆盖了上百个倍频程，不能直接变换到中频。如果直接变频，存在很多问题。最主要的问题是镜像频率的干扰，即使进行频率分段处理，由于信号和本振频率都很低，那么很容易形成虚假信号干扰。因此这个频段 信号的处理思路是：首先将信号通过开关滤波器组进行分选，避免产生虚假分量，分段后的信号分别与各自通道内的本振信号进行多次混频，将信号下变到中频。根据这个思路将超外差接收前端分为两部分：射频预选部分和下变频部分。

表1 超宽带超外差接收前端的主要技术指标

如图1中射频预选部分示意图所示，通过天线将信号接收进来，通过开关将信号分为5段：0.38～2 GHz、2～6 GHz、6～18 GHz、18～30 GHz和30～40 GHz。在微波和毫米波频率范围内，为了获得高性能的镜频抑制能力以及更好的邻道选择性，通常使用二次变频超外差接收前端，通过两级混频将信号从载波频率下变频到基带中频。二次变频超外差接收前端的基本原理是：第1级变频将信号搬移至更高的频段，从而获得高性能的镜频抑制能力；接着第2级变频将信号搬移至较低的中频上，通过窄带滤波器滤除邻道信号，从而获得较好的信道选择性。

图1 射频预选部分示意图

然而本接收前端有5个通道，这就意味着变频方案至少需要10个本振源，不仅成本大幅增加，空间排布上也会非常繁冗，无法满足小型化设计。为了简化变频方案以及缩小接收前端体积，在此提出共享本振源和下变频通道方案，总体思路为：除6～18 GHz外，其余4段信号全部通过共享同一个本振信号完成变频，将频谱搬移至6～18 GHz频段内；再通过开关将几路信号依次切换至同一个下变频通道内，通过二次变频获得较低的中频。

如图1所示，除6～18 GHz频段外，其余4段信号通过同一个本振信号12 GHz完成频谱搬移，方案如下：0.38～2 GHz频段经过放大和开关滤波器组后，与本振信号12 GHz混频至12.38～14 GHz；2～6 GHz频段经过放大和开关滤波器组后，与本振信号12 GHz混频至14～18 GHz；18～30 GHz经过放大及滤波后，与本振信号36 GHz(12 GHz的3倍频)混频至6～18 GHz；30～40 GHz经过放大及滤波后，与本振信号24 GHz(12 GHz的二倍频)混频至6～16 GHz。上述通道混频后需采用带通滤波器过滤不需要的射频泄露信号、本振泄露信号以及镜频信号。而6～18 GHz频段经过放大和开关滤波器组后直接输出。至此，0.38～40 GHz通过分段混频，频谱全部搬移到6～18 GHz频段上，接着再通过共享6～18 GHz变频通道完成下变频。因此，0.38～40 GHz宽带信号只通过一个12 GHz本振源就可以完成频谱搬移，极大程度地节省了设计成本，也满足了小型化设计。通过计算软件可得到各通道的混频杂散分布，如表2所示。落入6～18 GHz频带内或近边带的杂散信号均为高阶组合，可以靠混频器的抑制度来确保杂散指标。

表2 落入6～18 GHz频带内或近边带的杂散信号

0.38～40 GHz通过分段混频后，都被搬移到6～18 GHz频段上。如图2中6～18 GHz变频通道原理图所示，射频输入通过单刀五掷开关，将5路信号都切入6～18 GHz变频通道中。变频通道主要包含3个部分：开关预选滤波单元、混频单元以及中频单元。开关预选单元将6～18 GHz分为2段进行滤波，在进入混频前，经过一级数控衰减完成通道幅度均衡。各路信号完成预选滤波后输入混频单元，6～18 GHz变频通道中的变频单元主要由2级多功能芯片组成：第1级多功能芯片中集成了混频、倍频器、毫米波开关、带通滤波器和毫米波放大器；第2级多功能芯片中集成了毫米波开关、混频器和倍频器。多功能芯片具有级间匹配好、集成度高、一致性好的优点。

图2 6～18 GHz变频通道原理图

第1级多功能芯片中本振源信号为16～20 GHz，经过二倍频器得到32～40 GHz本振信号，该信号与6～18 GHz混频得到2路高中频信号27～28 GHz和21.5～22.5 GHz。2路高中频信号分别经过带通滤波器，过滤不需要的射频泄露信号、本振泄露信号以及镜频信号。通过计算软件可得到混频杂散分布，如表3所示，落入一中频带内或近边带的杂散信号均为高阶组合，可以靠混频器的抑制度来确保杂散指标。

表3 落入一中频带内或近边带的杂散信号

第2级多功能芯片中本振源信号分别为14.65 GHz和11.9 GHz，经过二倍频器得到29.3 GHz和23.8 GHz本振信号，本振信号分别与2路高中频信号混频得到中频信号1.3～2.3 GHz。通过计算软件可得到混频杂散分布，如表4所示，没有杂散信号落入二中频带内或近边带。

表4 落入一中频带内或近边带的杂散信号

中频单元主要由中频电路、滤波器、放大器、温补衰减器以及均衡器、带宽选择滤波器组等组成。在中频电路中用滤波器抑制射频泄露和本振泄露，中频信号经杂散过滤后进入放大器。在中频通道中越靠前的位置，其信号的功率电平越低，因此需要高增益的放大器，所以对于前级放大器而言，增益是其首要问题；在通道的后端，因为信号经过前级放大器的放大，所以信号的功率电平比较高，为了保证通道的线性度，所以选取器件时后级放大器要选取 1 dB 压缩点比较高的器件。在电路通过温补衰减器来补偿高低温下增益波动，从而获得较好的全温下增益波动；在电路中通过均衡器来调节中频带宽内的增益平坦度。

信号最终进入带宽选择滤波器组。接收前端的最小输入信号功率由最小可检测信号决定，最小可检测信号Smin[5]为：

Smin=-114 dBm/MHz+10lgWB+FN+RS/N

(1)

式中：-114 dBm/MHz为噪声基底；WB为信号带宽；FN为噪声系数；RS/R为最小信噪比(通常为3 dB)。

如表5中所示，1 000 MHz输出带宽对应的Smin为-69 dBm，而20 MHz输出带宽对应的Smin为-86 dBm，通过切换带宽大幅度提升Smin检测能力。

表5 最小可检测信号Smin计算

采用频谱仪，噪声系数分析仪以及矢量网络分析仪等仪表设备对接收前端进行测试，测试结果如表6所示，均满足指标要求。

表6 最终测试数据

2 结束语

为了进一步实现小型化，对接收前端中的电压转换、稳定、加电时序保护等电路采用电源芯片集成管理技术，集成在80 mm×40 mm的电源稳压模块中。接收前端实物照片如图3所示，6U插盒中装配了射频预选模块、本振源模块、6～18 GHz下变频通道和电源稳压模块。

本文介绍了一种超宽带超外差接收前端，对该前端做了详细分析，提出了合理的设计方案，同时对设计中的关键因素进行理论计算。为实现超宽带接收特性，不仅通过共享本振信号实现了多个频段的统一，还通过共享下变频通道实现了多个变频通道

图3 超宽带超外差接收前端实物图

的整合，从而满足了不同频段上的变频需要。由于本振源和下变频通道数量大大减少，因此装配和调试工作量也大幅降低。超宽带超外差接收前端的实用性和可靠性都比较强，因此有理由相信未来在其它超宽带微波接收系统中会得到广泛应用。